СПОСОБ УВЕЛИЧЕНИЯ ОБЪЕМА ЧАСТОТНОГО РЕСУРСА

Способ относится к радиотехнике и может быть использован для создания дополнительных ресурсов передачи и получения информации с помощью радиоволн.

Любое радиоэлектронное средство (РЭС) функционирует в определенной полосе частот, интервале времени и области трехмерного геометрического пространства, используя (занимая) определенную часть некоторого ресурса по каждой из указанных его физических характеристик. На основании этого под частотно-территориальным ресурсом понимают совокупность действующих и потенциально возможных частотных назначений, предназначенных для работы в эфире на определенной территории, с учетом диапазона частот и ширины занимаемого спектра, соответствующих используемой радиотехнологии, а также периода времени его использования. Числовые значения указанной совокупности размещений (позиций частотных назначений) непересекающихся областей в многомерном пространстве, определяемом составом физических компонент этого ресурса, определяют его объем.

Частотно-территориальный ресурс, который в настоящее время приобрел статус социально-экономического фактора, является ограниченным и не амортизируемым государственным природным ресурсом, но требующим проведения мероприятий по его распределению, управлению и обслуживанию.

Применительно к определенной и ограниченной территории часто используется более узкое понятие радиочастотного ресурса, доступный размер которого объективно ограничен достигнутым уровнем развития радиоэлектронных технологий.

Используемый в настоящее время для функционирования систем радиосвязи, радиолокации и радионавигации частотный ресурс расположен на оси несущих частот и занимает интервал практически от 0 до 300 ГГц. Основная масса радиотехнических систем, относящихся к наиболее востребованным видам радиослужб, сосредоточена в диапазоне до 40-50 ГГц.

Наиболее интенсивно используемый участок радиочастотного спектра до 3 ГГц, в котором активно развиваются действующие и создаются новые радиосети, уже переполнен излучением радиоэлектронных средств, в первую очередь РЭС мобильной связи. Концентрация средств связи этого диапазона в городах и на промышленно развитых территориях непрерывно растет и приближается к критическому уровню насыщения, определяемому требованиями обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС) РЭС. Указанная тенденция привела в ряде участков диапазона и территорий к практически полному распределению доступного частотного ресурса и невозможности удовлетворения растущего спроса на использование РЭС сухопутной подвижной и фиксированной служб радиосвязи.

Все существующие радиотехнические системы, включая и сверхширокополосные, применяют способы множественного абонентского доступа с разделением радиосигналов по принципу их ортогональности либо в частотной области, либо во временной области, либо применением кодового разделения с соответствующей модуляцией информационных параметров радиосигнала, либо с комбинацией этих принципов. Используется также (в качестве одного из приемов достижения ЭМС РЭС) поляризационное разделение (скрещенная ориентация плоскостей поляризации).

Способ обеспечения поляризационного разделения сигналов, в котором сигналы двух пользователей дифференцируются по плоскости поляризации данных сигналов (горизонтальная и вертикальная), принят за прототип.

На оси частот радиосигнал любой системы связи занимает некоторый интервал, ширина которого определяется допустимым уровнем взаимных помех с РЭС, расположенными в соседних частотных каналах. Эта ширина, зависящая от типа РЭС и вида используемой модуляции, регламентируемая стандартом данной радиотехнологии, а также международными и отечественными нормативными документами по обеспечению ЭМС РЭС, ограничивает количество возможных каналов в заданном частотном диапазоне.

Радикальным способом решения отмеченных проблем является увеличение параметрической размерности используемых радиосигналов. С этой целью в формируемое антенной системой электромагнитное поле вводится вращение (ротация) вектора поляризации с заданной фиксированной частотой. Таким образом, электромагнитное поле будет характеризоваться двумя независимыми частотными параметрами - несущей частотой и частотой ротации.

Под вектором поляризации понимается векторное представление одной из больших полуосей годографа, который описывает вектор электрического поля в поперечной к направлению распространения плоскости, расположенной в фиксированной точке пространства.

Техническим результатом изобретения является увеличение параметрической размерности радиосигналов.

Указанный технический результат достигается за счет того, что способ увеличения объема частотного ресурса включает в себя введение в формируемое излучающей антенной используемое электромагнитное поле радиосигналов поляризационной осцилляции векторов электрической и магнитной составляющей путем направленного их вращения с частотой, не превышающей значения несущей частоты.

Кроме того, особенностью способа является то, что ротация вектора поляризации реализуется путем перемножения исходного радиосигнала несущей частоты на два гармонических сигнала с наперед заданной частотой вращения вектора поляризации, отличающиеся друг от друга по фазе на π/2, и запитки полученными в результате перемножения сигналами двух ортогональных диполей, имеющих общий фазовый центр.

Способ поясняется чертежами:

фиг. 1 - семейство контурных изображений, показывающих распределения амплитуды осцилляций функции, определяющей ортогональность сигналов, для возрастающей последовательности значений (3, 10 и 30 мкс) интервалов интегрирования τ_ort на области 10×10 МГц частотно-разностных параметров радиосигналов.

Раскрытие изобретения.

Описанный способ формирования радиосигналов приводит к увеличению параметрической размерности радиосигналов, а следовательно, и увеличению объема частотного ресурса в силу ортогональности двух радиосигналов с одинаковой несущей частотой, но различной частотой ротации. К данному выводу приводят следующие рассуждения, которые, для упрощения выкладок, приведем на примере гармонического радиосигнала несущей частоты.

Способ реализуются следующим образом: формируются радиосигналы на несущей частоте, после чего формируются два гармонических сигнала с частотой ротации вектора поляризации таким образом, чтобы частота ротации отличалась от несущей частоты, а два сигнала с частотой ротации отличались друг от друга по фазе на π/2, перемножают радиосигналы несущей частоты с каждым из сигналов частоты ротации вектора поляризации, после этого каждый из получившихся после перемножения сигналов подают на один из двух ортогональных диполей, имеющих общий фазовый центр.

Электрическая составляющая математической модели поля таких колебаний, формируемых указанным способом, описывается суперпозицией двух ортогональных пространственных компонент Е_х и E_y:

где ω=2πf₀ - частота несущего колебания, Ω=2πF_R - частота ротации (вращения) вектора поляризации результирующей пространственной волны. Здесь амплитуды компонент условно приняты единичными.

Частотные параметры указанных радиосигналов должны удовлетворять условию f₀>>F_R, которое требует, чтобы в интервалах порядка единиц периодов несущей частоты 1/f₀ была сформирована практически статичная линейная поляризация, но совершающая полный оборот за период ротации T_R=1/F_R.

Известным условием ортогональности сигналов в общем случае является равенство нулю определенного (с некоторыми пределами) интеграла от скалярного произведения двух таких сигналов. Применительно к радиосигналам с ротацией вектора поляризации в качестве меры ортогональности пары таких сигналов использовалось значение интеграла

где τ=τ_ort - интервал оценки ортогональности сигналов, превышающий период ротации T_R. Количественно эта мера характеризует степень взаимовлияния тестируемых сигналов, причем уменьшение ее значения указывает на ослабление взаимовлияния сигналов, что соответствует стремлению их к полной ортогональности в общепринятом понимании.

Положительный вывод об ортогональности сравниваемых сигналов делался при выполнении следующего условия

где ε<<1 - выбранное предельное значение относительного уровня взаимного влияния сигналов (критерий отклонения от ортогональности), Q_max - максимальное значение интеграла (2), достигаемое при тестировании идентичных и, следовательно, полностью не ортогональных сигналов.

Аналитическое выражение результата интегрирования (2) в пределах от 0 до τ_ort имеет вид

где Δf₀=f₀₁-f₀₂ и ΔF_R=F_R1-F_R2 - разность несущих частот и частот ротации, тестируемых на ортогональность радиосигналов соответственно.

При выводе данного выражения было намеренно исключено слагаемое, содержащее члены вида sin(x)/x с суммарными аргументами (f₀₁+f₀₂), которое имеет нулевое среднее на масштабах вариации ординат функции Q, определяемыми ее частотными аргументами.

Выражение (4) обладает следующими особенностями и свойствами:

1) Мера ортогональности (4) пары радиосигналов с предложенными поляризационными свойствами определяется не их абсолютными частотными параметрами (f₀₁, f₀₂ и F_R1, F_R2), а соответствующими частотно-разностными характеристиками Δf₀ и ΔF_R.

2) В двумерной области аргументов Δf₀ и ΔF_R в точке (0;0), соответствующей одинаковым частотным параметрам и, следовательно, идентичным радиосигналам, ордината функции при фиксированном значении параметра τ_ort достигает своего максимального значения Q_max=τ_ort/2.

3) Нормированные ординаты функции Q/Q_max с уровнем ~50% сосредоточены вдоль диагоналей плоскости аргументов и имеют мелкомасштабные осцилляции (вокруг нулевого уровня), амплитуда которых убывает по мере удаления от диагоналей.

4) Симметричная структура выражения (3) указывает на его инвариантность по отношению к обоим частотно-разностным аргументам Δf₀ и ΔF_R.

5) Интервал интегрирования τ_ort конечной длины, играющий роль масштабирующего параметра выражения (4), влияет на распределение ординат на плоскости (Δf₀;ΔF_R) и, следовательно, на картину изолиний амплитуды (огибающей) осцилляций этих ординат, которые соответствуют границе выполнения условия ортогональности (3) при выбранном значении критерия ε. Так при возрастании длительности τ_ort увеличивается суммарная площадь областей, которые соответствуют малым уровням взаимовлияния сигналов, не превышающих заданного значения критерия ε, т.е. ортогональным парам радиосигналов. Эта закономерность демонстрируется на фиг. 1 в серии рисунков для возрастающих значений τ_ort. Каждое изображение состоит из трех уровней (1, 2 и 5%) нормированной амплитуды с цветовой заливкой возрастающей плотности - от белой (<1%) до черной (>5%). Наблюдается устойчивая тенденция к расширению множества параметров и соответствующих им радиосигналов, удовлетворяющих условию ортогональности (3), с ростом τ_ort.

Таким образом, результаты проведенных аналитических и методом математического моделирования исследований применения условия (3) к радиосигналам с ротацией вектора поляризации позволяют сделать вывод об ортогональности формируемых таким способом сигналов на одновременно несовпадающих их несущих частотах и частотах ротации, т.е. введенная частотная ось ротации ортогональна оси несущих частот.

Оценим выигрыш в объеме частотного ресурса, обеспечиваемый применением радиосигналов с ротацией вектора поляризации по сравнению с традиционным (одномерным) частотным ресурсом.

Сравнительную оценку следует проводить для одного и того же диапазона несущих частот D_f=(f_max-f_min), который будем характеризовать одним из возможных наборов параметров - центральной частотой диапазона f_c=(f_min+f_max)/2 и его относительной шириной K_f=D_f/f_c.

Если для традиционного радиосигнала в диапазоне несущих частот отводится полоса B_S, тогда объем данного одномерного ресурса (число каналов, без учета временного, кодового и поляризационного разделений) составляет:

Каждый двухпараметрический радиосигнал (с ротацией поляризации) занимает площадку δf₀×δF_R на плоскости их ортогональных частотных параметров, т.е. занимает (расходует) часть двумерного частотного ресурса, исчисляемую площадью этой площадки. В силу отмеченной инвариантности выражения для меры ортогональности (4) по отношению к частотно-разностным характеристикам представляется правомочным считать указанную площадку квадратной, т.е. δf₀=δF_R, тогда ее площадь δS=δf₀ ².

Если указанное выше ограничение (f₀>>F_R) на величину частоты ротации сформулировать через предельное значение m=f₀/F_R>>1, то максимально допустимое значение этой частоты F_Rmax будет линейно возрастать от в начале данного диапазона несущих частот до в его конце. Таким образом, множество допустимых значений частотных параметров f₀ и F_R на плоскости располагается внутри приведенной на фиг. 1 области, которая имеет форму прямоугольной трапеции площадью . При этом объем данного двумерного ресурса (число каналов) стремится к значению:

Количественно увеличение объема частотного ресурса за счет введения второго частотного параметра радиосигнала - частоты ротации вектора поляризации, ортогонального несущей частоте, по сравнению с вариантом использования одномерных сигналов, характеризует безразмерный коэффициент β, определяемый как отношение соответствующих объемов (6) и (5), которое в общем случае имеет вид

При равенстве отводимых в обоих случаях полос δf₀=B_S по осям несущих частот значение этого коэффициента можно получить из простого выражения

Например, для условного диапазона 800…1200 МГц (f_c=1000 МГц, K_f=0,4) и ширине частотного канала B_S=0,2 МГц объем одномерного ресурса N⁽¹⁾=2000 каналов, а с введением ротации поляризации с параметром m=20 и при δf₀=B_S объем двумерного ресурса N⁽²⁾=500000 каналов. При этом увеличение объема частотного ресурса составляет β=250 раз.

С учетом возможности существования сигналов с разным направлением вращения вектора поляризации множество допустимых значений частоты ротации удвоится за счет появления отрицательных частот. В таком случае значения объема двумерного частотного ресурса N⁽²⁾ и соответствующего коэффициента увеличения β, вычисленные по (6) и (8), также следует увеличить в 2 раза.