СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНОЙ ИНФОРМАЦИИ ДЛЯ БЫСТРОДВИЖУЩИХСЯ ОБЪЕКТОВ

Предлагаемое изобретение относится к области специальной радиотехники и может быть использовано в системах связи для обмена информацией между быстродвижущимися объектами.

Известны устройства и системы, основанные на фазовой модуляции сигналов [Стейн С., Джонс Дж. Принципы современной теории связи и их применение к передаче дискретных сообщений, М., Связь, 1971, с. 154-177, Гурвиц Е.А. Синтез составных дискретных каналов связи, М., Связь. 1974. с. 25-38. Пахомов С. Анатомия беспроводных сетей. КомпьютерПресс, 2002, №7, с. 167-175]. Система передачи информации [Жалнин А. Новая схема передачи информации на основе фазовой модуляции несущего хаотического сигнала. Саратовский филиал Института радиотехники и электроники им. В.А. Котельникова РАН. Изд. вузов ПНД, т. 22, №5, 2014] может быть применена в устройствах широкополосной беспроводной аналоговой связи, функционирующих на малых дистанциях и не требующих выделения специальных частот в силу малой плотности спектральной мощности.

Фазовая модуляция находит также применение в условиях узкополосных помех. Известно, например [Борисов В.И. и др. Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки рабочей частоты. - М.: Радио и связь, 2000 г.], что для затруднения постановки прицельных по частоте и времени помех средствами РЭБ противника применяются сигналы с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ). При медленной ППРЧ на одной частотной позиции передается один или несколько информационных символов. Однако если эта позиция искажена узкополосной помехой, правильная демодуляция информационных символов будет невозможна. Известны системы, в которых используются когерентные частотно-манипулированные сигналы (КЧМнС или ДЧМ-сигналы), предусматривающие когерентное накопление временных отрезков сигнала с разных частотных позиций. В этом случае из-за резкого расширения общей полосы частот при передаче одного информационного символа когерентное накопление временных отрезков сигнала может оказаться невозможным.

Рассматривается [Адаптивная система связи с повышенной помехозащищенностью по патенту РФ №2226037, 7H04B 15/00, 25.07.2002], соответствующая случаю когерентных частотно-манипулированных сигналов с использованием схемы, представленной в книге [Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. Под ред. Г.И. Тузова. - М.: Радио и связь, 1985]. Система имеет недостаток, который заключается в значительном расширении спектра сигнала на каждой частотной позиции и увеличении общей полосы. В результате повышается вероятность поражения узкополосными помехами значительного числа частотных позиций сигнала и затрудняется когерентное накопление в широкой полосе частот.

В патенте РФ 2427969 реализован демодулятор системы связи с двукратной фазовой модуляцией. Система обеспечивает возможность работы устройства в условиях больших неопределенностей по частоте и очень малых входных отношений сигнал/шум за счет быстрого вычисления и компенсации расстройки между частотой входного и опорного сигналов.

В помехозащищенной системе связи [патент РФ 2285344 от 10.10.2006] осуществляется развитие системы по патенту РФ №2226037, когда частично устраняется недостаток, связанный со значительным расширением спектра сигнала каждой частотной позиции и увеличении общей полосы, что повышает вероятность поражения узкополосными помехами значительного числа частотных позиций сигнала и затрудняет когерентное накопление в широкой полосе частот.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому изобретению является фазоманипулированный способ передачи информации (BPSK, QPSK и т.п.) [Скляр Б. Цифровая связь. - М.: Изд. Дом. Вильямс, 2003 г., с. 201-267]. Способ передачи информации основан на фазовой модуляции несущих сигналов в соответствии с передаваемым сообщением и излучении их в среду, приеме входной реализации, поступившей из канала связи, обнаружении переданных сигналов и фазовой демодуляции для восстановления исходного сообщения. Передаваемое сообщение представляет собой последовательность отрезков гармонических сигналов с внесенным фазовыми искажениями

где - фазовый коэффициент,

ω₀ - несущая частота, M - количество дискретных позиций.

При приеме производится определение фаз, составляющих передаваемое сообщение. В настоящее время разновидности фазовых модуляций широко распространены в технических решениях. Однако наличие доплеровского эффекта может существенно снизить отношение сигнал/помеха на выходе системы. Приближенно полагают, что можно использовать аппроксимацию эффекта Доплера простым сдвигом составляющих спектра при выполнении условия

где ν - радиальная составляющая скорости объекта, c - скорость распространения колебаний, Т, W - длительность и полоса сигнала.

При увеличении длительности сигналов, полосы частот, скорости целей и размеров антенных устройств подобные приближения оказываются неприемлемыми [Кук Ч., Бернфельд М. Радиолокационные сигналы. М., Сов. Радио, 1971, с. 71; Рихачек. Разрешение подвижных целей в радиолокации, Зарубежная радиоэлектроника (ЗР) № 1, 1968, с. 3].

Известно, что пропускная способность канала зависит от занимаемой полосы частот, но ее расширение наталкивается на сложности с реализацией компенсации доплеровского эффекта [Ремли В. Влияние доплеровской дисперсии на обнаружение и разрешающую способность согласованных фильтров, ТИИЭР, т. 54, №1, с. 39-46], так как в этом случае нельзя использовать его гетеродинное приближение (сдвиг несущей частоты).

Целью предлагаемого изобретения является повышение помехозащищенности системы связи при наличии доплеровских искажений.

Поставленная цель достигается тем, что в способе передачи информации, основанном на фазовой модуляции несущих сигналов в соответствии с передаваемым сообщением и излучении их в среду, приеме входной реализации, поступившей из канала связи, обнаружении переданных сигналов и фазовой демодуляции для восстановления исходного сообщения, дополнительно в качестве несущих сигналов выбирают импульсы с гиперболической ЧМ вида где Ω - начальная круговая частота импульса, модулируют фазу в соответствии со значениями отсчетов A_m передаваемого сообщения, для излучения в среду формируют пачку импульсов с заданным интервалом следования L, при приеме производят взаимно-корреляционную обработку принятой входной реализации с каждым из двух ортогональных эталонов и возводят полученные отклики R_sin и R_cos в квадрат и суммируют; сравнивают с порогом вычисленные значения модуля взаимно-корреляционной функции; обнаруживают моменты превышения порога τ_m, производят интерполяцию отсчетов, рассчитывают фактические моменты появления сигналов измеряют интервалы между найденными моментами находят доплеровский параметр находят фазу сигналов компенсируют доплеровское искажение фазы сигнала по найденному доплеровскому параметру получают переданное сообщение A=(A₀, A₁, …, A_M-1).

Суть предлагаемого способа состоит в следующем. Основные операции при передаче информации показаны на фиг. 1. На вход поступает исходное информационное сообщение A_m - числовой вектор длины M. Пример информационного сообщения показан на фиг. 2. В общем случае, исходное информационное сообщение A_m представляет собой числовой вектор длины M.

В качестве несущих используют сигналы с гиперболической частотной модуляцией:

где Ω - начальная круговая частота сигнала;

сигнал рассматривается на временном интервале [ε, T].

Кодирование передаваемой информации заключается в формировании импульсов специального вида с модулированными фазочастотными параметрами, в соответствии с коэффициентами исходного сообщения (фиг. 3).

Из полученных импульсов формируется пачка с эталонными интервалами следования L, которую излучают в среду (фиг. 4).

Последовательность операций при приеме сообщения показана на фиг. 5.

Принимаемый сигнал можно представить:

X(t)=P(α(t-t_x)),

где α - доплеровский параметр,

t_x - задержка, обусловленная конечной скоростью распространения колебаний.

Взаимно-корреляционная функция (ВКФ) между принимаемым сигналом и эталонным определяется:

где - эталонный комплекснозначный импульс.

Учитывая жесткую корреляционную связь между задержкой и доплеровским преобразованием сигнала с гиперболической ЧМ [Рихачек А. Сигналы, допустимые сточки зрения доплеровского эффекта, ТИИЭР, 1966, т. 54, №6, с. 39-40], к обычной задержке на распространение τ добавим параметр:

где τ_α - задержка откликов на импульсы, с учетом доплеровского эффекта.

Принятый из среды сигнал можно представить:

или:

Синусный (синфазный) эталон имеет вид:

Результат корреляционной обработки с синфазным сигналом эталоном:

Предполагается, что сигнал содержит достаточно большое число волн. В этом случае первое слагаемое близко к нулю в силу ортогональности коррелируемых сигналов и можно положить:

Множитель в момент компенсации задержки τ+τ_α=0 приобретает вид причем наличие множителя α приводит к изменению длительности сигнала. Поскольку параметр α близок к единице сопутствующие потери в помехоустойчивости будут незначительны. Выражение под интегралом представляет собой с точностью до постоянного множителя автокорреляционную функцию, смещенную при наличии доплеровского эффекта, на величину τ_α. Однако наличие множителя со случайной фазой, определяемой неизвестным параметром α, может существенно ухудшить помехоустойчивость системы:

Для квадратурного представления широкополосного гиперболического ЧМ сигнала ортогональный эталон записывается в виде:

Результатом корреляционной обработки будет:

Таким образом, вычислены обе составляющие корреляционной функции.

Возведение в квадрат откликов взаимно-корреляционной обработки для вещественного и мнимого эталонов и их сложение дает:

Результирующие отклики модуля взаимно-корреляционной обработки, не зависящие от случайной доплеровской фазы, показаны на фиг. 6.

Сравнение с пороговыми значениями позволяет найти τ_m - местоположение локальных максимумов. Для компенсации ошибки, возникающей из-за попадания максимума функции в произвольное место между дискретными значениями, необходимо использование стандартных методов интерполяции, например [Анго А. Математика для электро- и радиоинженеров. М., Наука, 1964. с. 688], что определит истинный положение максимума (естественное ограничение состоит в том, что изменением взаимной скорости объектов в пределах длительности одного импульса можно пренебречь).

Сравнение интервалов следования откликов с эталонными интервалами следования L делает возможным определение доплеровского параметра обусловленного движением объектов.

Нахождением отношения квадратов откликов синфазного (*) и квадратурного (**) каналов определяют фазу

Вычисление параметра позволяет восстановить переданную информацию. Расчетные значения фазы, соответствующие переданному информационному сообщению, показаны на фиг. 7. Сравнение и A_m показывает корректность передачи данных.

Пример выполнения устройства для реализации предлагаемого способа показан на фиг. 8.

Устройство содержит:

1 - блок БЗУ (буферное запоминающее устройство) хранения коэффициентов передаваемого сообщения; 2 - блок ППЗУ (программируемое постоянное запоминающее устройство) хранения параметров ГЧМ импульсов; 3 - блок фазовой модуляции (формирование фазомодулированных ГЧМ импульсов); 4, 18 - первый и второй блоки ППЗУ хранения параметров пачки импульсов; 5 - блок формирования пачки импульсов; 6 - блок излучения пачки в среду; 7 - приемник сигнала; 8 - блок предварительной обработки сигнала; 9 - блок ППЗУ хранения комплекснозначных эталонов ГЧМ импульсов; 10, 11 - блоки вычисления составляющих ВКФ; 12, 13 - блоки возведения в квадрат; 14 - сумматор; 15 - блок принятия решения об обнаружении импульса; 16 - блок интерполяции; 17 - блок вычисления интервалов следования импульсов в принятом сигнале; 19 - блок вычисления доплеровского параметра; 20 - блок вычисления фазы сигнала; 21 - блок компенсации доплеровского искажения фазы; 22 - блок БЗУ хранения коэффициентов принятого сообщения.

Блоки 2, 4, 9, 18 ППЗУ представляют собой задающие генераторы зондирующих импульсов и пачек импульсов [Найт У. Цифровая обработка сигналов в гидролокационных системах. ТИИЭР, т. 69, №11, 1981, с. 127]. Сумматоры 14, блоки возведения в квадрат 12, 13, блоки 1, 22 БЗУ известны в цифровой технике [Щеголева Л., Давыдов А. Основы вычислительной техники и программирования, Л., Энергоиздат, 1981 с., 155-201]. Блоки вычисления составляющих ВКФ 10, 11 могут быть выполнены на основе рециркулирующих линий задержки (РЛЗ) [Применение цифровой обработки сигналов по ред. Оппенгейма Э.М. Мир, 1980, с. 417-418]. В блоке принятия решения об обнаружении импульса 15 при превышении порога принимается решение об обнаружении сигнала. Блок предварительной обработки сигнала 8 включает предварительный усилитель, фильтр нижних частот и АЦП.

Устройство в целом функционирует следующим образом. Числовой вектор передаваемого сообщения A_m поступает из БЗУ 1 для фазовой модуляции ЧМ импульсов, выбираемых из ППЗУ 2. В блоке 5 формируется посылка с параметрами, хранящимися в ППЗУ 4, для излучения в среду.

Входная реализация после предварительной обработки в блоке 8 поступает на блоки вычисления составляющих ВКФ 10, 11. По моментам превышения порога в блоке 17 вычисляются интервалы следования импульсов (блок 17). Эталонные интервалы следования импульсов в пачке L поступают из ППЗУ 18, в блок 19 вычисления доплеровского параметра Нахождение отношения квадратов откликов синфазного (*) и квадратурного (**) каналов определяющего фазу реализуется в блоке 20. Вычисление параметра в блоке 21 позволяет восстановить переданную информацию без искажения доплеровской дисперсией.