Результат интеллектуальной деятельности: СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПРИЕМА СИГНАЛА

Это изобретение относится к приемникам, особенно к приемникам, используемым для приема комплексных модулированных сигналов, таких как сигналы со скачкообразной перестройкой частоты, и сигналов, расширенных по частоте с использованием кода расширения.

В современных сигналах для достижения эффективности в использовании спектра обычно используются способы расширенного спектра, включающие в себя способы частотного разделения, такие как скачкообразная перестройка частоты, и коды расширения. Например, первое из вышеуказанного используется в протоколах передачи телефонной мобильной связи GSM, и последнее используется в протоколах передачи телефонной мобильной связи CDMA, и в GNSS-системах.

В обоих способах, есть требование для приемника, при первоначальном приеме сигналов, представляющих интерес, сначала получить сигнал (т.е. установить текущее временное размещение в пределах последовательности скачкообразной перестройки или кода расширения). В след за получением, сигнал должен быть затем отслежен, чтобы извлечь сообщение, передаваемое посредством широковещательной передачи посредством сигнала, или измерить вариации хронирования в сигнале.

Вполне возможно использовать оба способа одновременно. Например, возможность использования скачкообразного изменения частоты в дополнение к кодам расширения в будущих GNSS-сигналах была описана в документе "CBFH: Coherent Binary частота-Hopping Multiplexing for BeiDou B2 Signal" авторов Z. Zhou, J. Wei, Z. Tang, T. Yan и X Xia, опубликованном в: J. Sun и др. (ред.), China Satellite Navigation Conference (CSNC) 2014, стр. 37, Proceedings, Volume II, Lecture Notes in Electrical Engineering 304, Springer-Verlag Berlin Heidelberg, 2014 г. Однако сложность приемника и требуемые затраты на обработку также возрастают. Приемник будет иметь свои копии известного переданного кода расширения, и будет также знать структуру скачкообразной перестройки частоты. Однако, как указано выше, перед выполнением получения, он не будет знать, где в последовательности скачкообразной перестройки или кода находится принятый сигнал. При некоторых применениях, также будут другие проблемы, которые дополнительно усложняют прием. Изменения доплеровской частоты в принятых сигналах, вызванные относительным перемещением приемника или передатчика, являются одной такой проблемой. Ошибки частот, подобных доплеровским, вызванные несовершенством локального гетеродина (LO) приемника, являются другой. Процесс получения вследствие этого состоит из поиска желаемого сигнала, во времени и, при некоторых применениях, по частоте (из-за доплеровских вариаций). Это обычно осуществляется с использованием некоторого вида процесса корреляции, где принятый сигнал коррелируется с локальными копиями известного сигнала («известного опорного сигнала»).

В системе радиопередачи передатчик формирует информативный сигнал и затем модулирует его на «несущую волну» с несущей частотой, f_CARR. Затем первые каскады радиоприемника вычитают эту несущую частоту из принятого сигнала. Специалистам в данной области техники будет понятно, что анализ таких радиосистем может проводиться посредством анализа сигналов «основной полосы частот» (то есть сигнала в передатчике, то сдвига его частоты к несущей частоте, и сигнала в приемнике после того, как несущая частота была снова вычтена). Эффекты процесса радиопередачи затем моделируются как (в самом простом случае) неизвестная задержка распространения, изменение амплитуды и фазовый сдвиг, и добавление шума. Это является подходом, который следует ниже.

Процесс корреляции будет описан в цифровой области, в которой все сигналы представлены как потоки значений выборок. Предполагается, что передатчик передал известный опорный сигнал продолжительностью в L выборок,

c_k, k=0, …, L - 1. (1)

Этот сигнал задерживается процессом передачи, и модифицируется изменением неизвестной амплитуды и фазового сдвига, и также к нему добавляется шум. Результирующий входной сигнал на приемнике задан посредством

, k=0, …, L - 1. (2)

где v_n - шум, присутствующий в выборке n, a - неизвестная амплитуда принятого сигнала, и φ - угол фазового сдвига в радианах. В уравнении (2) итоговая выборка известного опорного сигнала поступает в момент времени выборки n.

Если частотный сдвиг игнорируется, задачей коррелятора в момент времени выборки m является вычислить нижеследующий вывод:

, (3)

где * означает комплексно сопряженную операцию, и s_m является выборкой принятого сигнала в момент времени m.

Так как время, в которое известная опорная секция входного сигнала поступает в приемник, не известно, коррелятор, после запуска, должен циклически выполнять это вычисление пока (в некоторый момент времени выборки, скажем m₁) величина вывода коррелятора не превысит заданный порог. В этот момент говорят, что опорный сигнал обнаружен, и его время поступления оценивается как момент времени выборки m₁. Для принятого сигнала, описанного уравнением (2), это должно произойти в момент времени выборки m₁=n.

Рассмотрим случай, в котором корреляция, которая описана выше, выполняется в момент времени выборки (n+p), отличный от фактического времени возникновения известного опорного сигнала в принятом вводе (то есть выборки n). Игнорируя шум, взаимосвязь между выводом коррелятора, C_n+m, и сдвигом момента времени выборки p относительно фактического времени возникновения известного опорного сигнала известна как автокорреляционная функция (ACF) известного опорного сигнала, обозначенная C_pp. Величина ACF является наибольшей, когда p=0, и уменьшается по мере увеличения p по величине (положительной или отрицательной), с тем последствием, что вывод коррелятора уменьшается. Это в свою очередь уменьшает вероятность корректного обнаружения присутствия известного опорного сигнала. Чтобы гарантировать, что снижение вероятности обнаружения допустимо мало, значение p в худшем случае (т.е. наибольшее), которое может возникнуть, должно поддерживаться достаточно малым. Это достигается путём обеспечения того, что временной интервал между корреляциями делается достаточно малым.

Часто имеет место случай, что опорный сигнал содержит последовательность отдельных импульсов, часто называемых «элементарными сигналами», причем каждый элементарный сигнал умножается на одно из небольшого числа значений; часто для использования выбираются только два значения, +1 и -1. Поток умножающих значений известен как код расширения, и является обычно псевдослучайным (PR) кодом, который является потоком значений, имеющих схожие характеристики со случайным потоком значений. Затем, если например, каждый элементарный сигнал является прямоугольным импульсом, форма ACF является треугольной с шириной (в половине высоты пика), равной длительности элементарного сигнала. На основе этой ширины, временной интервал между корреляциями обычно выбирается между 0,25 и 0,5 длительности элементарного сигнала, для того, чтобы гарантировать достаточно небольшие потери вероятности обнаружения.

Если выбранная частота дискретизации в приемнике гораздо больше, чем частота, с которой передаются последовательные элементарные сигналы (что является частым случаем), то временной интервал между корреляциями может составлять больше одной выборки. Например, если каждый элементарный сигнал является прямоугольным импульсом с продолжительностью 1 μмс, и частота дискретизации составляет 10 МГц, корреляции должны проводиться только с интервалами 3-5 выборок.

В этом случае, возможна экономия вычислительной нагрузки с использованием способа, описанного в международной патентной заявке WO2015/107111, содержимое которой настоящим включено в данный документ путём ссылки. В этом способе входной сигнал сначала фильтруется с использованием фильтра, имеющего характеристику, совпадающую с одним элементарным сигналом, называемого согласованным с элементарным сигналом фильтром (CMF). Математическое описание такого фильтра дается в уравнении (3), но со значениями c_k теперь замененными на значения выборок, требуемые для представления только одного элементарного сигнала, и значением L, замененным на число выборок, требуемое для представления только одного элементарного сигнала. Например, если каждый элементарный сигнал является прямоугольным импульсом с продолжительностью 1 μмс, и частота дискретизации составляет 10 МГц, значение L составляет 10 выборок, и тогда все значения выборок c_k равны одному.

Далее, для выполнения одиночной корреляции осуществляется дискретизация вывода CMF с интервалами, равными разделению по времени между последовательными элементарными сигналами. Если приемник спроектирован таким образом, что частота дискретизации является целым кратным скорости передачи элементарного сигнала, скажем P скорости передачи элементарного сигнала, то это означает, что из вывода фильтра берется только каждая P^ая выборка. Например, если скорость передачи элементарного сигнала в числовом примере выше составляет 1 элементарный сигнал на каждую 1 μмс, то из вывода фильтра берется каждая 10^ая выборка. Эти выбранные выводы фильтра затем коррелируются с опорным шаблоном (то есть шаблоном умножающих значений, который использовался для умножения значений элементарного сигнала, чтобы сформировать опорный сигнал).

В качестве альтернативы, если выбрано, чтобы частота дискретизации приемника не была целым кратным скорости передачи элементарного сигнала, то, как описано в WO2015/107111, блок выбора выборки (SSU) может быть выполнен с возможностью приема выводов из согласованного фильтра и осуществления выбора для ввода в каждый отвод коррелятора выборки, ближайшей по времени к желаемому идеальному времени относительно опорной точки хронирования на каждом элементарном сигнале.

Как объяснено выше, корреляции обычно вычисляются с интервалами задержки в 0,25-0,5 длительности элементарного сигнала, для того, чтобы осуществить процесс поиска получения с допустимо низкими потерями. Способом эффективной реализации этой циклической корреляции является сначала использование SSU для выбора выборок из вывода согласованного фильтра со средней скоростью передачи, равной выбранной частоте корреляций (например в 2, 3 или 4 скорости передачи элементарного сигнала) и сохранения этих выборок в буфере. Затем для выполнения каждой корреляции, коррелятор извлекает из буфера выборки, моменты времени выборок для которых как можно больше соответствуют разнесению одной выборки на элементарный сигнал.

В этом способе корреляция как часть процесса вслед за CMF имеет вычислительную нагрузку, меньшую на коэффициент P, чем в первоначальном корреляторе. Так как эта часть процесса занимает большую часть всей вычислительной нагрузки, она примерно меньше на коэффициент приблизительно P.

Как объяснено выше, принятый сигнал может быть сдвинут по частоте из-за доплеровского сдвига или ошибок в частотах гетеродина. Если этот частотный сдвиг равняется f_D Гц, принятый сигнал модифицируется из уравнения (2) в

, (4)

Где f_S является частотой дискретизации.

Это вызывает уменьшение величины вывода корреляции на коэффициент

. (5)

Такое уменьшение в выводе корреляции снижает вероятность успешного обнаружения желаемого сигнала, так что этого следует избегать. Простой способ это сделать, это реализовать многочисленность корреляторов, где каждый адаптирован осуществлять корреляцию с входным сигналом, когда предполагается наличие частотного сдвига.

Если известно, что частотный сдвиг f_D имеет конкретное значение f_A, то идеальные эксплуатационные характеристики могут быть восстановлены посредством применения того же частотного сдвига к опорному сигналу коррелятора, заменяя c_k на

, k=0, …, L - 1. (6)

В качестве альтернативы, опорный сигнал коррелятора может быть оставлен неизменным, но ввод сигнала в коррелятор может иметь частотный сдвиг на величину, требуемую для компенсации известного частотного сдвига сигнала, как следует ниже

. (7)

В обоих случаях восстановлена незатронутая операция, эквивалентная (4).

Однако f_D не показан. Возможным решением является реализовать многочисленность корреляторов, причем каждый имеет разный частотный сдвиг f_A, например, принимая нижеследующие значения, равномерно разнесены между f_MIN и f_MAX, с шагом частоты f_STEP:

f_A={f_MIN, f_MIN+f_STEP, f_MIN+2f_STEP, f_MIN+3f_STEP, …, f_MAX - 2f_STEP, f_MAX - f_STEP, f_MAX }. (8)

В каждый момент времени выборки n вычисляются величины выводов из всех корреляторов, и выбирается максимальная из этих величин.

Вывод коррелятора с частотным сдвигом f_A, фактический входной частотный сдвиг составляет f_D, задается уравнением (5), но с частотным сдвигом f_D, замененным на остаточную ошибку в частоте, f_ERR=f_D - f_A. Вследствие этого игнорируя эффекты шума, коррелятор, который дает максимальную выходную величину, является коррелятором, для которого f_ERR имеет наименьшую величину. Это коррелятор, чей частотный сдвиг является ближайшим к фактическому частотному сдвигу сигнала. Самые большие потери в эксплуатационных характеристиках происходят, когда величина f_ERR является наибольшей, что происходит, когда истинный частотный сдвиг входного сигнала лежит по середине между значениями частотных сдвигов двух из корреляторов. Величина f_ERR тогда составляет f_STEP /2, так результирующие потери в усилении в наихудшем случае (т.е. наименьший коэффициент усиления) составляют

. (9)

Поэтому может быть выбран f_STEP для гарантирования, что максимальные потери эксплуатационных характеристик, определяемые посредством , являются допустимыми.

Число корреляторов, которое требуется в этом подходе, зависит от

- допустимых потерь в усилении (меньшие потери требуют больше корреляторов),

- диапазона неизвестной доплеровской частоты (f_MAX - f_MIN), и

- длины L опорной последовательности.

Длина L требуемой опорной последовательности в свою очередь зависит от соотношения сигнал-шум по мощности (SNR) на входе приемника, становясь больше, если требуется, чтобы приемник выполнил получение сигнала с низким SNR.

Простое увеличение числа корреляторов имеет нежелательное последствие, состоящее в требовании большей вычислительной мощности, и поэтому большего числа микросхем и большего потребления электроэнергии. Чтобы избежать этих недостатков, были определены эффективные способы выполнения необходимого вычисления. Один такой способ, который мы называем как «сегментированная корреляция», был описан (с названием "Swivelling Matched Filter") в документе "Rapid Acquisition Concepts for Voice Activated CDMA Communication" авторов M. Sust, R. Kaufman, F. Molitor и A. Bjornstor, опубликованном в Globecom 90, стр. 1820-1826, декабрь 1990 г.

В этом способе опорная последовательность разделяется на M подсекций, каждая длиной B (где MB должна составлять по меньшей мере L, чтобы охватывать всю опорную последовательность). Процесс корреляции (как описано в уравнении (2), другими словами без частотного сдвига) затем разбивается на M подкорреляций, причем каждая из которых производит один вывод. Каждая подкорреляция перемножает только B выборок ввода с соответствующими B выборок опорного сигнала.

Эти M выводов подкоррелятора затем дополнительно объединяются, как проиллюстрировано на Фиг. 1, взятой из вышеуказанного документа. На чертеже подкорреляторы помечены как MF0, MF1 и т.д., и процесс объединения помечен как «комплексное FFT или DFT».

Процессы, обозначенные как «( )²+( )²» вдоль нижней части чертежа, вычисляют квадрат величины каждого комплексного вывода блока объединения (то есть I²+Q², где I и Q являются вещественной и мнимой частями комплексного вывода).

Как объяснено в документе, выводы из этой архитектуры приблизительно эквивалентны выводам из набора M отдельных корреляторов, причем каждый имеющий разный частотный сдвиг f_A, где значения f_A составляют

f_Ak=k ( f_S /MB ), для k=-M/2, …. (M/2) -1 (10)

Частотное разнесение между этими корреляторами с частотным сдвигом вследствие этого имеет значение f_STEP=(f_S/MB). Это приводит к значению , которое обычно слишком низко (приводя к слишком большим потерям в эксплуатационных характеристиках). Чтобы преодолеть эту проблему, функция «FFT или DFT» может быть заменена процессом, называемым дискретным временным преобразованием Фурье (DTFT). В DTFT частотное разнесение f_STEP между выводами может быть выбрано произвольным образом; в частности, оно может быть выбрано меньшим, чем (f_S/MB), приводя к меньшим потерям в эксплуатационных характеристиках в худшем случае. Специалисту в данной области техники будет понятно, что есть несколько способов для реализации такого DTFT, включая использование FFT с дополнением нулями, или использование алгоритма CORDIC.

Все способы корреляции, описанные выше, известны как «когерентные». Есть также «некогерентные» способы, которые имеют преимущество, состоящее в сниженной вычислительной нагрузке. Одним примером такого способа является сегментированный коррелятор с опорным информационным сигналом, описанный в документе "On Detecting Linear Frequency-Modulated Waveforms in Frequency- and Time-Dispersive Channels: Alternatives to Segmented Replica Correlation" автора Paul M. Baggenstoss и опубликованном в IEEE Journal of Oceanic Engineering, том 19, № 4, в октябре 1994 г., на стр. 591. В этом подходе процесс корреляции снова выполняется как последовательность подкорреляций, как уже описано, но без процесса DTFT-объединения. Вместо квадратов величин подкорреляторы выводы просто складываются вместе, давая единое выходное значение. Однако недостатком некогерентных способов являются более слабые эксплуатационные характеристики при обнаружении, и как результат, чтобы достичь какой-либо заданной вероятности обнаружения, им требуется более высокое соотношение сигнал-шум по мощности (SNR) для принятого сигнала.

Способы из уровня техники, описанные выше, служат для сигналов, спектр которых расширяется посредством использования кодов расширения, но не посредством использования скачкообразной перестройки частоты. Способы скачкообразной перестройки частоты хорошо известны в связи; и в некоторых случаях используются как скачкообразная перестройка частоты, так и коды расширения.

Для таких сигналов форма и ширина пика ACF принципиально относятся не к скорости передачи элементарного сигнала, а к ширине полосы пропускания (частотному расширению) скачкообразной перестройки частоты (FH). Ширина пика ACF (в половине высоты пика) приблизительно равна обратной величине этой ширины полосы пропускания. На основе этой ширины, временной интервал между корреляциями в целях получения должен обычно выбираться между 0,25 и 0,5 обратной величины ширины полосы пропускания FH, чтобы гарантировать достаточно небольшие потери вероятности обнаружения.

Последствием этого для получения таких сигналов является то, что корреляции должны вычисляться должны вычисляться с гораздо большей скоростью (так как ширина полосы пропускания FH гораздо больше, чем скорость передачи элементарного сигнала). Также частота, с которой должен дискретизироваться входной сигнал, гораздо выше (она опять пропорциональна ширине полосы пропускания FH, а не скорости передачи элементарного сигнала). Если корреляции вычисляются обыкновенным способом, как описано выше, суммарным последствием этих двух эффектов является то, что общая вычислительная нагрузка увеличивается пропорционально квадрату отношения ширины полосы пропускания FH к скорости передачи элементарного сигнала. Это является потенциально серьезность сложностью для сигналов с широкой полосой пропускания.

Задача настоящего изобретения состоит в обработке сигналов, которые как имеют скачкообразную перестройку частоты, так и умножены на коды расширения, с уменьшенной вычислительной нагрузкой.

Согласно первому аспекту данного изобретения предусмотрен способ обработки сигнала в приемнике, причем сигнал содержит последовательность элементарных сигналов со скачкообразной перестройкой частоты, и причем способ содержит этапы:

a) разбиения принятого сигнала на множество (k) отдельных подканалов обработки, каждый из которых соответствует одной или более частотам скачкообразной перестройки;

b) в пределах каждого подканала:

i) вычитания любой поднесущей частоты из принятого сигнала;

ii) фильтрации сигнала при (i) использовании согласованного с элементарным сигналом фильтра (CMF);

iii) выбора поднабора выборок из отфильтрованного сигнала;

iv) корреляции дискретизированного сигнала из этапа (iii) с известным опорным сигналом для формирования по меньшей мере одного вывода коррелятора;

c) подачи вывода из каждого подканала на вход по меньшей мере одного общего дискретного временного преобразования Фурье (DTFT);

d) выбора одного или более выводов общего DTFT из этапа (c), имеющих пик выше заданного порогового значения, для дальнейшей обработки в приемнике.

Данное изобретение обеспечивает в своей наиболее базовой форме средство для обработки сигнала, например, с возможностью его получения как объяснено выше, что снижает требования к обработке.

Предпочтительно сигнал оцифровывается до обработки, как описано выше на этапах (a)-(d). Таким образом, вышеуказанный процесс будет происходить полностью в цифровой области. Специалисту в данной области техники будет понятно, что первоначальная оцифровка должна быть сделана на частоте, при которой захватывается информация по всей ширине полосы частот сигнала со скачкообразной перестройкой частоты. Кроме того, будет понятно, что в пределах каждого подканала, ширина полосы пропускания будет ниже, и поэтому обработка в пределах канала может обычно быть сделана с более низкой частотой дискретизации, соразмерно ширине полосы пропускания этого конкретного канала. Уменьшение в частоте дискретизации таким образом проводится на этапе (b)(iii), следом за CMF. Будет понятно, что CMF и последующий выбор поднабора выборок, выводимых из CMF, вместе составляют процесс прореживания.

Кроме того, будет понятно, что так как сигнал является сигналом со скачкообразной перестройкой частоты, только один подканал будет иметь действительный сигнал в любой момент времени. Это может быть использовано для снижения затрат на обработку во время отслеживания сигнала (т.е. после того, как сигнал был сначала получен), так как приемник будет знать, какие подканалы получают действительный сигнал во время выбранного временного интервала. Таким образом, процессы, ассоциированные с подканалами, которые в настоящее время не обрабатывают действительный сигнал, могут быть остановлены, пока не потребуются. Конечно, во время получения, не известно, имеет ли конкретный подканал действительные данные или нет, и так все подканалы будут удерживаться активными.

Для удобства, в некоторых применениях, особенно при получении сигнала, выборки из этапа iii) могут сохраняться в буфере, содержащем запоминающее устройство, выполненное с возможностью содержания последовательности выборок. Во время получения сигнала, процесс корреляции этапа b (iv) может содержать последовательную корреляцию выборок в буфере с опорным сигналом в скользящем окне, при этом окно перемещается на одну выборку (теряя самую раннюю выборку и обновляясь посредством самой последней выборки) для каждой выполняемой корреляции.

Вычитание несущей частоты на этапе (a) (что может быть описано как «стирание поднесущей») будет предпочтительно делать входной сигнал симметричным около нуля Гц в пределах подканала. Каждый подканал может быть выбран для обработки одиночной частоты скачкообразной перестройки, или может быть выбран для обработки двух или более частот скачкообразной перестройки, в этом случае предполагается, что вычитаемая несущая частота должна быть средней из обработанных частот скачкообразной перестройки.

Опорный сигнал, используемый в корреляторе в каждом подканале, конструируется на основе ожидаемых сигналов в пределах этого подканала. Так, где каждый подканал выбирается для обработки одиночной частоты скачкообразной перестройки, и стирание поднесущей как раз компенсирует сдвиг частоты скачкообразной перестройки, который был применен к первоначальному опорному сигналу, частотный сдвиг опорного сигнала, введенного в коррелятор подканала, не требуется. Однако в других случаях опорный сигнал может быть сдвинут по частоте, чтобы соответствовать остаточной частоте входного сигнала подканала, вслед за вычитанием поднесущей частоты, принимая во внимание частоты скачкообразной перестройки, которые не находятся на нуле Гц после процесса вычитания.

Как объяснено выше, этапы обработки, применяемые при получении входного сигнала канала, отличаются от этапов обработки при отслеживании сигнала. Теперь будут рассмотрены вариации в каждом.

Получение

Во время получения коррелятор в каждом подканале содержит буфер, который хранит выборки из этапа (iii) в течение некоторого периода времени. Период времени выбирается согласно требованиям системы, таким как требуемое усиление обработки, необходимое для извлечения достаточно сильного сигнала (способствуя более длинному буферу), и затраты обработку, предусмотренные при корреляции (способствуя более короткому буферу). Такой компромисс будет легко понятен специалисту в данной области техники. Предпочтительно, подход сегментированной корреляции может быть использован, как описано выше. В этом подходе буфер обрабатывается как набор смежных сегментов, каждый из которых содержит множество смежных выборок, причём выборки в каждом сегменте выполнены таким образом, чтобы коррелировать с соответствующей частью опорного сигнала.

Размер сегментов может быть выбран на основе факторов, таких как максимальная желаемая фазовая ошибка (вызываемая неизвестными частотными сдвигами в сигнале) на протяжении периода времени выборок, хранящихся внутри сегмента. Будет понятно, что вследствие природы сигнала со скачкообразной перестройкой частоты не ожидается, что многие из сегментов будут содержать действительный сигнал (что определяется присутствием известного опорного сигнала), и поэтому во время любой одиночной корреляции эти сегменты могут быть проигнорированы (т.е. подкорреляция не выполняется в таких сегментах). Это экономит вычислительную мощность. Подкорреляция внутри сегмента должны быть сделана, только если присутствует опорный сигнал. В основном, моменты начала и моменты конца скачков (т.е. отрезки времени, во время которых входной сигнал остается на заданной частоте, прежде чем перескочить на следующую), не совмещены по времени с сегментами коррелятора. Подкорреляция вследствие этого может удобным образом подавать нуля в процесс корреляции для периодов, в которые опорный сигнал не присутствует, таким образом эффективно игнорируя входной сигнал в эти моменты времени. Это опять же сберегает вычислительную мощность.

В каждом подканале результаты сегментной корреляции (учитывая, что любые результаты являются нулями, так как на протяжении этого сегмента в этом подканале не было скачкообразной перестройки) подаются как вводы в подканал DTFT. Каждый подканал DTFT выдаёт M выводов, которые, как разъяснено ранее, приблизительно эквивалентны выводам набора из M отдельных корреляторов, причем каждый имеющий разный частотный сдвиг f_A, где значения f_A составляют

f_Ak=k f_STEP, для k=-M/2, …. (M/2) -1 (10)

Для того чтобы достичь наибольшего усиления обработки и вследствие этого отличной чувствительность в обнаружении, необходимо когерентно объединить результаты из всех подканалов. Это должно быть сделано отдельно для каждого возможного частотного сдвига, f_Ak, так как эффект частотного сдвига f_Ak на входном сигнале должен вызывать частотный сдвиг f_Ak для всех подканалов. Процесс когерентного объединения может вследствие этого принимать в качестве ввода соответствующие выводы, то есть выводы с индексом k (где k располагается в диапазоне от -M/2, …. (M/2) -1) из каждого подканала DTFT.

Чтобы объяснить необходимый процесс когерентного объединения рассмотрим сначала случай, когда нет входного частотного сдвига (то есть k=0). Как упомянуто ранее, сигнал модулируется на несущей частоте, f_CARR, для передачи как радиоволна. Эта частота, f_CARR, вычитается на первоначальных каскадах приемника. Вследствие этого, подканал с центральной частотой, равной нулю в нашем анализе, был по факту передан с центральной частотой, равной f_CARR. Аналогично, подканал с центральной частотой, равной f_SUBCARR в нашем анализе, был по факту передан с центральной частотой, равной f_CARR+f_SUBCARR.

Если задержка распространения составляет τ секунд, фаза радиоволны на частоте f сдвигается по фазе на exp(-j2πfτ) радиан. Поэтому фазовый сдвиг подканала с центральной частотой, равной нулю, составляет exp(-j2πf_CARRτ) радиан, тогда как фазовый сдвиг подканала с центральной частотой, равной f_SUBCARR, составляет exp(-j2π(f_CARR+f_SUBCARR)τ) радиан. Процесс поиска задержки в приемнике предназначен для обнаружения присутствия опорного сигнала в входном сигнале посредством применения задержки сопоставления к опорному сигналу в приемнике перед корреляцией. Однако даже применяемая задержка, которая является ближайшей по значению к τ, в основном не в точности равна ей, оставляя небольшую остаточную задержку, τ_R секунд. Соответственно, в каждом подканале есть фазовые сдвиги, равные exp(-j2π(f_CARR+f_SUBCARR)τ_R) радиан. Можно игнорировать фазовый сдвиг, который является общим для всех подканалов, exp(-j2πf_CARRτ_R) радиан; это известно как фазовый сдвиг несущей, и присутствует во всех системах радиосвязи. Это оставляет относительный фазовый сдвиг, который является функцией остаточной задержки и частоты подканала, exp(-j2πf_SUBCARRτ_R) радиан.

Для того, чтобы объединить подканалы когерентно, эти фазовые сдвиги должны быть компенсированы до сложения вместе выводов подканалов. Если значение τ_R было известно, компенсация будет требовать применения фазового сдвига exp(+j2πf_SUBCARRτ_R) к каждому подканалу, где f_SUBCARR является центральной частотой этого подканала. Предполагая, что поднесущие равномерно разнесены по частоте, с частотным разнесением Δf_SUB, поднесущие частоты можно записать как f_SUBCARR(q)=q Δf_SUB, с q целым, так требуемые фазовые сдвиги составляют . Если выводы поднесущих (при общей частоте k) помечены как , то вывод требуемого когерентного объединения является суммой всех поднесущих . Эта функция является дискретным временным преобразованием Фурье для входного вектора, образованного из выводов поднесущих , оцененных при угловой частоте сигнала Δf_SUBτ_R.

Однако, значение τ_R не известно. Решением является задать набор возможных значений τ_R и вычислить когерентное объединение с DTFT при каждом возможном значении. Требуемое разнесение возможных значений τ_R определяется посредством анализа, чтобы гарантировать, что потери в эксплуатационных характеристиках при обнаружении в худшем случае являются довольно небольшими. Общее число выводов DTFT, которые должны быть вычислены, тогда равно разнесению задержки между корреляциями, деленному на разнесение между значениями τ_R.

Таким образом, есть группа из M общих DTFT. Группа из M общих DTFT, каждая из которых имеет N выводов, вследствие этого выдаёт массив выводов N на M. Пик в пределах этого массива выше некоторого заданного порога указывает успешно полученный сигнал, при этом положение пика на оси M указывается доплеровский (или подобный доплеровскому) сдвиг, примененный к сигналу. Положение пика на оси N указывает остаточную задержкуτ_R между истинным пиком корреляции и фактической задержкой, примененной к корреляции.

Таким образом, способ может дополнительно включать в себя этап изучения выводов M общих DTFT, чтобы идентифицировать, как указано наибольшим выводом, конкретное DTFT, соответствующее доплеровскому или подобному доплеровскому сдвигу в принятом сигнале, и отсюда частотный сдвиг сигнала.

Как объяснено выше, скорость, с которой корреляции вычисляются во время получения, составляет обычно две корреляции за длительность элементарного сигнала. Таким образом, процесс выбора выборки на этапе (iii) выполнен с возможностью осуществления выбора соответствующим образом, что приводит к значительному снижению частоты дискретизации относительно частоты оцифровки первоначального входного сигнала.

Отслеживание

Когда сигнал успешно получен, как описано выше, процесс затем обычно переключается в режим отслеживания. Это предусматривает получение точного измерения задержки кода расширения (по сравнению с задержкой кода расширения из другого канала, или с внутренним генератором тактовых импульсов). При применении GNSS лучшая точность на этом этапе приравнивается непосредственно к улучшенной позиционной точности.

Предпочтительно, выбор поднабора выборок может использовать «дискретизацию ближайшего соседа» входящего сигнала, в пределах каждого подканала. В этом подходе, входной поток выборок из блока оцифровки содержит множество (как, например, приблизительно 4, 8, 16 или 32) выборок для каждого элементарного сигнала, в различающихся точках на нем, в сравнении с точками выборок на смежном элементарном сигнале, и чтобы иметь частоту дискретизации, которая не является целым кратным скорости передачи элементарного сигнала. Затем выборки обрабатываются блоком выбора выборок (SSU), выполненным с возможностью выбора для ввода в каждый отвод коррелятора, причем вывод выборки является ближайшим по времени к желаемому идеальному времени относительно опорной точки хронирования на элементарном сигнале. Этот подход «выбора ближайшего соседа» дополнительно описан в международной патентной заявке WO2015/107111, упомянутой выше, которая включена в данный документ путём ссылки. Это приводит к сильно улучшенной характеристике функции автокорреляции, в сравнении с системой, в которой частота дискретизации является целым кратным скорости передачи элементарного сигнала.

Будет понятно, что когда приемник находится в фазе отслеживания из операции, структура скачкообразной перестройки входящего сигнала известна. Вследствие этого, потребность в структуре буфера, описанной относительно корреляторов в каждом подканале, необязательна. Вместо этого каждый подканал может быть предпочтительно выполнен с возможностью хранения и корреляции только входящих данных, которые соответствуют присутствию опорного сигнала в этом подканале. Это делает возможным некоторую экономию ресурсов обработки (например, аппаратных или программно-аппаратных), как проиллюстрировано далее. Также известен частотный сдвиг (с лишь небольшой ошибкой), так он может быть удален до корреляции; вследствие этого нет необходимости в подходе с сегментированным коррелятором. Результаты корреляции для каждого подканала должны все равно удерживаться в отдельных хранилищах, однако, так как задержка является существенной, но не точно, известной. Поэтому может быть небольшая остаточная задержка τ_R и взаимосвязь фаз, необходимая для когерентного объединения результатов подканалов с использованием DTFT, точно не известна. Вследствие этого по завершению всей корреляции в каждом подканале, выводы подкорреляции подаются в общее DTFT, но так как остаточная задержка τ_R является небольшой, во многих вариантах осуществления необходимо только сформировать совсем немного выводов, имеющих остаточные задержки, близкие к нулю. Общее DTFT обычно может быть выполнено с возможностью обеспечения 3 выводов на этом этапе, в любое определённое время, которые соответствуют выводам с немного разными временными задержками. Выводы с разными временными задержками могут соответствовать хорошо известным раннему (E), быстрому (P) и позднему (L) выводам процесса корреляции, обычно используемого в контурах отслеживания задержки при применении GNSS. Некоторые варианты осуществления могут иметь более чем три вывода. Например, некоторые могут иметь пять выводов, содержащих быстрый вывод, два ранних вывода, каждый имеющий разную временную задержку относительно быстрого вывода, и два разных поздних вывода, тоже каждый имеющий разную временную задержку относительно быстрого вывода. Временная задержка между смежными выводами может быть между 0,05 и 0,7, более обычно между 0,2 и 0,5, и более обычно 0,5 ширины по половинной мощности главного лепестка автокорреляции ожидаемого входного сигнала. Другие варианты осуществления могут иметь более чем пять выводов общего DTFT или иметь разные величины разделения по времени между ними.

Как в существующей связи и GNSS-приемниках, несущую частоту принятого сигнала можно отслеживать посредством измерения фазового угла быстрого вывода каждой такой корреляции, и подачи результата в контур фазовой синхронизации (PLL).

Процессы DTFT могут быть выполнены таким образом, чтобы выходные выборки были разнесены с более точным разрешением, чем разрешение, которое будет получено от, скажем, FFT. Хорошо известные способы, такие как дополнение вводов нулями, или алгоритм CORDIC, могут быть использованы для увеличения разрешения вывода по желанию.

Будет понятно, что аспекты данного изобретения могут быть реализованы в аппаратных средствах или программном обеспечении. Например, один или более FPGA или ASIC могут быть запрограммированы для осуществления этапов данного изобретения, или в качестве альтернативы, некоторые или все этапы процесса могут осуществляться на одном или более процессор цифровой обработки сигналов общего назначения, или подобном.

Будет понятно, что применение скачкообразной перестройки частоты означает, что ширина полосы пропускания сигнала значительно увеличивается. До получения выравнивание скачкообразной перестройки по времени не известно, так для приемника необходимо дискретизировать широкополосный сигнал с пропорционально высокой частотой (чтобы отвечать критерию дискретизации Найквиста). Результатом является то, что для заданной продолжительности опорного сигнала (где продолжительность выбирается для того, чтобы достичь достаточной чувствительности при обнаружении), каждая корреляция должна обработать пропорционально большее число выборок. Чтобы достичь наибольшей чувствительности при обнаружении, как уже было объяснено, должна быть использована когерентная, а не некогерентная корреляция, и есть дополнительное следствие широкой полосы пропускания сигнала, как объяснено выше, которое состоит в том, что пик корреляции является пропорционально более узким. Это делает необходимым вычислять выводы корреляции с более близкими временными интервалами (другими словами, более часто); обычно интервал между последовательными корреляциями находится между 0,25 и 0,5 ширины пика корреляции. Если используется способ корреляции из уровня техники, то так как оба эти фактора пропорциональны ширине полосы пропускания сигнала, общая вычислительная нагрузка этих уже описанных способов корреляции получения увеличивается пропорционально квадрату ширины полосы пропускания сигнала. Данное изобретение как описано в настоящем документе обеспечивает возможность снижения вычислительной нагрузки, по сравнению с известным уровнем техники.

Данное изобретение распространяется на систему, выполненную с возможностью осуществления способов по настоящему изобретению. Система может быть реализована в аппаратных средствах или программном обеспечении или некотором их сочетании. Таким образом, обычно в реализации данного изобретения могут использоваться устройства ASIC, FPGA и/или DSP, система может также дополнительно содержать средство для преобразования принятых аналоговых сигналов в цифровой формат, например, с использованием одного или более аналого-цифровых преобразователей. Система может включать в себя один или более корреляторов, фильтров, дискретизаторов, фазовых дискриминаторов, гетеродинов с числовым программным управлением, блоков умножения, накопителей, преобразователей Фурье, контуров фазовой синхронизации, контуров синхронизации по задержке, частотных микшеров, по необходимости, для реализации этапов обработки, система может дополнительно включать в себя память (которая может быть включена внутрь вышеуказанных устройств обработки, или быть отдельной от них) для хранения цифровых данных на различных этапах в рамках этапов обработки, обозначенных выше.

Система может быть спутниковой навигационной системой. Предпочтительно, система может быть выполнена с возможностью осуществления этапов, обозначенных выше, в отношении сигналов от множества спутников, и может использовать выводы с этапов обработки, обозначенных выше, от множества спутников для обеспечения навигационных поправок.

Система может формировать часть системы передачи данных.

Теперь данное изобретение будет описано лишь в качестве примера со ссылкой на нижеследующие чертежи, на которых:

Фиг. 1 показывает сегментированный коррелятор из уровня техники;

Фиг. 2 показывает верхний уровень блок-схемы варианта осуществления данного изобретения;

Фиг. 3 показывает упрощенную блок-схему варианта осуществления данного изобретения, при нахождении в режиме отслеживания из операции, вместе с процессами обратной связи окружения, не показано на предыдущем чертеже; и

Фиг. 4 показывает альтернативную конфигурацию операции при нахождении в режиме отслеживания.

Фиг. 1 была описана выше.

Фиг. 2 показывает вариант осуществления настоящего изобретения, для обработки сигнала расширенного спектра со скачкообразной перестройкой частоты, содержащего коды расширения. Процессор 1 сигналов вместе с потоками сигналов показаны в упрощенной форме. Предварительно оцифрованный входной сигнал 2 подаётся в каждый из k входных подканалов, например, как указано пунктирным прямоугольником 4. Входной сигнал 2 имеет полосу частот, заданную кодом расширения и шириной полосы пропускания B со скачкообразной перестройкой частоты. Каждый подканал 4 по существу по своей компоновке для обработки, но выполнен с возможностью обработки отдельной полосы частот в пределах полосы входного сигнала. Таким образом, даны k подканалов, каждый подканал будет обрабатывать полосу размером B/k. Удобным образом, но не обязательно, число k подканалов будет соответствовать числу дискретных скачков частоты, используемых в принятом сигнале 2.

Внутри каждого подканала например 4, обработка происходит как следует ниже. Ввод микшируется, в цифровом блоке 6 умножения, с сигналом, который вычитает частоту скачкообразной перестройки, ассоциированную с заданным подканалом, из ввода для обеспечения вывода основной полосы для дальнейшей обработки. Затем сигнал основной полосы фильтруется с использованием согласованного с элементарным сигналом фильтра 8, и осуществляется поддискретизация результирующего вывода на 10 чтобы уменьшить частоту дискретизации. Поддискретизатор 10 является ближайшим соседним (N/N) дискретизатором, который выбирает выборку, ближайшую по времени (либо перед, либо после), абсолютное опорное время, относительно начала элементарного сигнала. Частота, с которой поддискретизатор выдаёт выходные выборки, зависит от того, находится ли в настоящее время процессор в режиме получения или режиме отслеживания. Во время получения, этот вариант осуществления выдаёт в свой вывод две выборки за длительность элементарного сигнала, и во время отслеживания он выдает одну выборку за элементарный сигнал, хотя будет понятно, что другие варианты осуществления могут выдавать больше выборок во время каждого режима.

Выводы из N/N дискретизатора 10 подаются в буфер 12, который хранит множество смежных выборок. Размер буфера 12 влияет на степень усиления обработки, которая будет достигнута последующим процессом корреляции. Поэтому больший буфер увеличенное усиление корреляции, при затратах на увеличенную нагрузку обработки. Меньший буфер будет, несомненно, иметь соразмерные эффекты. В этом варианте осуществления, выбирается буфер, чтобы содержать выборки из периода времени, равного периоду времени длительности опорного сигнала. Буфер 12 выдаёт свои данные, по необходимости, сегментированному коррелятору 14. Это действует как последовательность подкорреляторов 16, каждый из которых принимает смежный поднабор данных в буфер и коррелирует поднабор с соответствующим поднабором опорного кода, выданного генератором 18 опорного кода. Каждый подкоррелятор производит одиночное комплексное выходное значение.

Так как приемник осведомлен об ожидаемом сигнале, который (во время фазы получения) он ищет, только те сегменты, которые предположительно содержат действительный сигнал (как определяется присутствием опорного сигнала внутри этого сегмента), которому требуется корреляция. Вследствие этого некоторые подкорреляторы, те, которые обрабатывают сегменты, во время которых в этом подканале нет опорного сигнала, выводят нулевое значение. Результаты корреляции, из всех сегментных подкорреляторов, подаются в DTFT 20 подканала, имеющее M выводов. Частотное разнесение выводов DTFT 20 подканала выбирается таким образом, чтобы гарантировать, что потери при обработке в худшем случае являются допустимо малыми, как пояснено выше.

M выводов DTFT подканала подаются в соответствующие вводы, шириной в M каналов (т.е. общие для всего канала) DTFT с 22-1 по 22-M. Таким образом, каждый из M выводов DTFT подканала из заданного подканала подается в другой общий DTFT 22.

Каждый из общих DTFT 22 выдаёт множество выводов 23. Выводы из заданного общего DTFT, представляют результаты корреляции по всей ширине полосы пропускания B, для конкретного входного частотного сдвига, который может быть вызван вариациями доплеровской (включая подобные доплеровским) частоты на входном сигнале 2, и для выбранного набора небольших сдвигов задержек (называемых выше «остаточными задержками») относительно задержки, используемой для корреляций. Вследствие этого, 2D массив выводов из M общих DTFT обеспечивает корреляцию по всей доплеровской полосе пропускания и на мелкой сетке сдвигов задержек. Выполняется поиск пика по массиву, и если найден пик выше некоторого заданного порога, это указывает успешное получение входного сигнала 2.

Чтобы достигнуть хороших эксплуатационных характеристик, подход с коррелятором объединенных подканалов, описанный выше, должен достичь того же усиления корреляции (обработки), что и обыкновенный широкополосный коррелятор. Чтобы это произошло, соответствующие выводы DTFT подканалов на каждой частоте (т.е. эквивалентные выводы из каждого DTFT подканала) должны быть когерентно объединены. Общее DTFT достигает этого.

Следует отметить, что архитектура, содержащая массив DTFT подканалов, вместе с общими DTFT, приравнивается к 2D DTFT, для которого существует некоторое число архитектур обработки. Обычный специалист в данной области техники вследствие этого будет знаком с эффективными архитектурами для использования.

Следом за получением, как объяснено выше, процесс входит в режим отслеживания. Фиг. 3 показывает вариант осуществления настоящего изобретения, отслеживания сигнала расширенного спектра со скачкообразной перестройкой частоты, содержащего коды расширения. Находясь в режиме отслеживания, задачей приемника является измерить временную задержку (относительно некоторого опорного времени или сигнала) пика, найденного во время получения.

Вариант осуществления содержит приемник 30, который выполнен с возможностью иметь набор подканалов 31-(1-K), в этом случае есть отдельный подканал для каждой из частот скачкообразной перестройки частоты входного сигнала, хотя это не является необходимостью, как описано ранее. Каждый подканал 31-k (где (малая) k обозначает индивидуальный канал) имеет микшер 32, который принимает входной сигнал подканала в первом вводе, и выводит из гетеродина 50-k с числовым программным управлением, выполненного с возможностью произведения комплексного синусоидального сигнала с центральной частотой канала, который подает второй ввод микшера 32, чтобы привести входной сигнал в этом подканале к основной полосе, и CMF 33 для обеспечения возможности уменьшения частоты дискретизации в подканале, без каких-либо потерь чувствительности. Вывод CMF 33 дискретизируется блоком 34 выбора выборок, и выбранные выборки подаются в коррелятор 35 для корреляции входных сигналов в подканале с известным опорным кодом. Блок 34 выбора выборок выбирает только те выборки, которые требуются для вычисления корреляций, требуемых для отслеживания.

В частности, приемник знает структуру скачкообразной перестройки и опорный код, и вследствие этого знает, какие выборки из каждого частота скачкообразной перестройки образуют часть сигнала со скачкообразной перестройкой частоты. Вследствие этого из каждого подканала блоком 34 выбора выборок выбираются только требуемые выборки. Затем они умножаются в блоке 36 умножения на сопряженную величину соответствующих выборок опорной последовательности, и результаты накапливаются в накопительном хранилище 37. Итоговым результатом в хранилище является требуемая корреляция. Для каждого подканала может быть более чем одно хранилище, используемое для накопления разных результатов корреляции для разных значений задержки, но обычно требуется только одно.

Вывод коррелятора 35 из каждого подканала подается в общее DTFT 38. Во время отслеживания число выводов общего DTFT, которое должно быть вычислено, может быть уменьшено. Обычно может быть использовано три, соответствуя раннему, быстрому и позднему выводу, которые затем обрабатываются обыкновенным способом, который будет известен специалисту в данной области техники. Вычисление общего DTFT может быть адаптировано лишь для того, чтобы произвести эти три вывода с подходящим разнесением задержки, которое предотвращает отсутствие пика корреляции. Чтобы этого достигнуть, три вывода DTFT могут обычно выбираться так, чтобы быть отделенными по времени от смежных выводом на приблизительно половину ширины пика корреляции (или 1/(2B), где B является шириной полосы пропускания всего сигнала). Это соответствует разнесением в половину длительности элементарного сигнала в обыкновенном BPSK-трекере. Однако, как хорошо известно специалисту в данной области техники, разнесение может быть выбрано более широким или чаще более узким, например, чтобы погасить эффекты многолучевого распространения. Это описано, например, у Mohammad Zahidul H. Bhuiyan и Elena Simona Lohan (2012). Multipath Mitigation Techniques for Satellite-Based Positioning Applications, Global Navigation Satellite Systems: Signal, Theory and Applications, Prof. Shuanggen Jin (Ed.), ISBN: 978-953-307-843-4, InTech, глава 17, сс. 405-426 (Bhuiyan). Как и разнесения коррелятора в диапазоне 0,05-0,2, элементарные сигналы могут быть использованы в обыкновенном BPSK-трекере(Bhuiyan, страница 405), так три вывода DTFT могут быть выбраны, чтобы быть отделенными по времени от смежных выводов примерно на 0,05-0,2 ширины пика корреляции. Конечно могут быть использованы другие величины разделения по времени вне этого диапазона, для подавления многолучевого распространения или других целей.

Кроме того, другие хорошо известные способы для борьбы с многолучевым распространением (включая способ двойного треугольника (Bhuiyan, с. 406, и с. 412-13)), используют более чем 3 вывода коррелятора в контуре отслеживания. Чтобы достигнуть этого, DTFT будет выполнено с возможностью обеспечения требуемых более чем 3 выводов. Способ двойного треугольника обычно использует 5 выводов коррелятора - два ранних, два поздних и быстрый вывод. Другие способы, такие как описанные у Bhuiyan, могут требовать больше выводов коррелятора. Требуемые дополнительные выводы могут быть обеспечены посредством подходящей конфигурации DTFT, как будет понятно обычному специалисту в данной области техники.

Как принято в GNSS-приемниках, ранний и поздний сигналы подаются в дискриминатор 39 задержки, который обеспечивает оценку ошибки задержки контуру 40 синхронизации по задержке (DLL). Контур синхронизации по задержке включает в себя гетеродин 41 с числовым программным управлением (NCO), который приводит в действие дискретизатор(ы) 34 на каждом подканале, выбирая моменты времени выборок, которые должны быть использованы для дискретизации входящего прореженного сигнала. Быстрый вывод коррелятора подается фазовому дискриминатору 42, который обеспечивает ввод в контур фазовой 43 синхронизации (PLL) несущей частоты, который имеет NCO 44, вывод которого используется для микширования с входящим сигналом 45 с использованием блока 46 умножения. Как принято в GNSS-приемниках и приемниках связи, этот NCO 44 вместе с блоком 46 умножения удаляет любой частотный сдвиг из входного сигнала посредством сдвига частоты входного сигнала на отрицательное значение текущей оценки частотного сдвига сигнала. Это называется «стиранием несущей».

Обращаясь вновь к Фиг. 2, можно вспомнить, что коррелятор функционирует как сегментированный коррелятор (так чтобы иметь возможность обработки неизвестного сдвига доплеровской частоты входного сигнала во время получения), тогда как система функционирует в режиме отслеживания (как проиллюстрировано на Фиг. 3), коррелятор может переключиться на сегментный коррелятор (подходящий, когда остаточный частотный сдвиг входного сигнала достаточно мал, как во время отслеживания), который обеспечивает один (комплексный) вывод. В этом случае процесс корреляции является таким, как описано уравнением 3. Его можно рассматривать как сегментный коррелятор лишь с одним сегментом (M=1), и результат, подвергающийся точечному DTFT, которое является тривиальной функцией, для которой вывод является таким же, как ввод).

Опорная последовательность, которая должна быть подана в коррелятор для заданного подканала 31-k, равняется первоначальной опорной последовательности (которая сформирована в передатчике, до скачкообразной перестройки частоты) во время тех периодов времени, когда частота скачкообразной перестройки вызывает сигнал, который должен быть внутри подканала k. В другие моменты времени, опорная последовательность для подканала k является нулевой. Процесс формирования опорных последовательностей для каждого подканала из первоначальной опорной последовательности проводится опорным блоком 47 формирования, с вводами из локальных копий как опорного кода 48 элементарного сигнала, так и структуры скачкообразной перестройки (т.е. структуры частот скачкообразной перестройки) 49. При знании последовательности элементарных сигналов и структуры скачкообразной перестройки имеется возможность направлять соответствующие части последовательности элементарных сигналов в правильные корреляторы подканалов для корреляции с входным сигналом на этом подканале в соответствующие моменты времени.

Уравнение 3 показывает, что каждая операция корреляции подканала содержит множественность операций умножения, чьи результаты суммируются для получения единого выходного результата. На Фиг. 3, для большей ясности, эти два аспекта показаны по отдельности, блок 36 умножения, подающий свои выводы в блок 37 накопления.

На Фиг. 3, как уже было упомянуто, только один блок 36 умножения для корреляции активен в один момент времени, так как только одна частота скачкообразной перестройки активна в любой один момент времени. Таким образом, это может быть использовано для упрощения требуемой конфигурации обработки, и отсюда уменьшения требований по мощности и аппаратным средствам, программно-аппаратным средствами и/или программному обеспечению, во время фазы отслеживания. Фиг. 4 показывает вариант осуществления, имеющий такую уменьшенную конфигурацию.

Вариант осуществления 60 содержит устройство для обработки сигнала со скачкообразной перестройкой частоты и модуляцией с помощью кода, в режиме отслеживания. Таким образом, предполагается, что сигнал был получен, и знание о хронировании кода и структуре скачкообразной перестройки было получено во время предыдущей фазы получения. Устройство имеет канал 61 обработки, имеющий входной цифровой микшер 62, который принимает оцифрованный входной сигнал на один вход 63, и дополнительное «стирание несущей» 64, которое будет описано далее. Выводом входного микшера 62 является сигнал, имеющий ширину полосы пропускания, заданную как кодом, так и частота скачкообразной перестройки. Этот сигнал применяется к первому вводу микшера 65 со стиранием частоты скачкообразной перестройки. Устройство имеет генератор 66 структуры скачкообразной перестройки, который теперь находится (следуя структуре получения) в синхронизации с входящей структурой скачкообразной перестройки. Генератор 66 структуры скачкообразной перестройки формирует инвертированные копии входящей частоты в определенный момент времени с использованием NCO 79, которая подаётся на второй ввод микшера 65 со стиранием частоты скачкообразной перестройки. Выводом микшера 65 вследствие этого является сигнал основной полосы, несущий лишь кодовую модуляцию.

Это сигнал фильтруется в CMF 66 и затем дискретизируется дискретизатором 67, и выборки из него подаются в блок 68 умножения коррелятора. Дискретизатор 67 приводится в действие NCO 69 как описано далее, и блок 68 умножения подается с текущим элементарным сигналом исходя из опорного кода 71 элементарного сигнала. Вывод блока 68 умножения переключается, с использованием переключателя 69, на разный накопитель 70 для каждого подканала. Переключатель 69 управляется генератором 66 структуры скачкообразной перестройки.

Каждый накопитель 70 накапливает результаты умножения входного сигнала (обработанного, как описано выше) с сохраненным опорным кодом 71. Вывод из каждого накопителя подаётся в общий DTFT 72, который функционирует идентичным общему DTFT по Фиг. 3 образом. Общий DTFT 72 имеет три вывода - ранний, быстрый и поздний, как и ранее, и они снова выполнены таким образом, чтобы иметь относительную временную задержку между смежными выводами примерно в половину ширины пика корреляции. Как в варианте осуществления по Фиг. 3, ранний и поздний выводы поступают в дискриминатор 73 задержки, и оттуда в DLL 74, который подает в NCO 75. Тогда как на Фиг. 3 NCO был использован для тактирования дискретизатора на каждом из разных подканалов, здесь вывод NCO 75 тактирует только одиночный дискретизатор 67 на одиночном подканале 61.

Быстрый вывод из общего DTFT подается в фазовый дискриминатор 76, который в свою очередь подает в PLL 77, который приводит в действие NCO 78, который используется для произведения сигнала, равного по частоте входящему сигналу. Этот NCO-сигнал микшируется с входящим сигналом в цифровом микшере 62, чтобы осуществить функцию стирания несущей, упомянутую выше.

Этот вариант осуществления вследствие этого требует только одиночный CMF, дискретизатор и, для функции корреляции, одиночный блок умножения, которые должны быть использованы во время фазы отслеживания. Это означает, что должен быть предусмотрен только одиночный аппаратный, программно-аппаратный или программный экземпляр этих аспектов обработки, как показано на Фиг. 4. Однако блоки 70 накопления (которые содержат результаты корреляции для каждого подканала) все равно должны быть отдельными, как уже было разъяснено.

Когда сигнал получен, во время фазы получения, и временная задержка сигнала и ее частотный сдвиг известны лишь с небольшой ошибкой. Эта реконфигурация вследствие этого приводит к сниженным требованиям обработки и поэтому обеспечивает уменьшенное потребление питания во время фазы отслеживания, по сравнению с вариантом осуществления, показанным на Фиг. 3.

Вышеуказанные примеры и варианты осуществления не ограничиваются, и будет понятно, что различные модификации и изменения могут быть внесены в описанные варианты осуществления, способы и процессы, в то же время все равно попадая в объем формулы изобретения. Также будет понятно, что там, где это применимо, различные функции и процессы, описанные в настоящем документе, могут быть реализованы аппаратными или программными средствами, или некоторым их сочетанием, согласно требованиям и возможностям вариантов осуществления. Аппаратные средства могут содержать один или более процессоров сигналов, FPGA и/или ASIC, конфигурированных соответствующим образом или запрограммированных для реализации различных описанных этапов процессов.