Результат интеллектуальной деятельности: СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА СИГНАЛОВ

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиосвязи и других системах для повышения скрытности передачи информации.

Надежность передачи конфиденциальной информации существенно зависит от энергетической и структурной скрытности применяемых сигналов. В настоящее время широко применяются способы передачи цифровой информации при помощи шумоподобных бинарных сигналов, манипулированных по амплитуде, фазе или частоте. Такие способы передачи цифровой информации широко используются при создании систем связи, мобильной телефонии, шлейфов доступа радиотелефонных систем, Интернета, беспроводных локальных сетей, дальней космической связи, систем с множественным доступом и других целей.

Известен способ цифровой связи с расширенным спектром сигнала посредством модуляции с использованием комплементарных последовательностей Голея, а также передатчик и приемник для его реализации [Патент РФ №2280957, МПК Н04К 27/18, опубл. 27.07.2006].

Однако этот способ и используемые для его реализации устройства не обеспечивают надежную скрытность передачи информации, т.к. используемый полезный сигнал (ПС) при его нулевом уровне боковых лепестков функции корреляции не предусматривает использование дезинформирующего маскирующего сигнала (МС).

Известен способ передачи замаскированного сигнала, в котором применяют двуканальную передачу кодированных хаотических колебаний [Э.В.Кальянов. Передача информации при использовании кодирования хаотических колебаний. - Радиотехника и электроника, 2002, т.47, рис.1, стр.469]. По первому каналу передают сумму ПС и МС, но МС преобразуют по амплитуде и фазе, а по второму - не преобразованный МС. На входе "своего" приемника принятый по второму каналу МС подвергают преобразованию, аналогичному в передатчике, и вычитают из суммарного сигнала, принятого по первому каналу. В результате этого после вычитания остаётся только ПС.

Способ не обеспечивает надежную скрытность передачи информации, т.к. не исключает возможность компенсации МС и выделения ПС. Вследствие раздельной передачи преобразованного и не преобразованного маскирующих сигналов появляется возможность раздельно принимать не только сумму ПС и преобразованного по амплитуде и фазе МС, но и не преобразованный МС. Это облегчает определение законов модуляции МС, получение из не преобразованного МС преобразованного по амплитуде и фазе МС и вскрытие структуры ПС.

Известен способ повышения скрытности передачи группы узкополосных сигналов, в котором излучают маскирующий (дезинформирующий) сигнал независимо от группы ПС [Патент РФ №2232475, МПК Н04К 1/02, опубл. 10.07.2004]. В соответствии с этим способом МС преобразуют в МС с расширенным спектром, в приемнике одновременно со сжатием МС с расширенным спектром осуществляют расширение спектров каждого из ПС. Сжатый по спектру исходный МС режектируется, а после этого каждый из ПС с расширенным спектром сжимается по спектру с восстановлением входных ПС.

Способ не обеспечивает надежной скрытности передачи информации и достоверности выделения ПС, т.к. не исключает возможности выделения узкополосного ПС на фоне широкополосного МС в процессе дешифровки [Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов / Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1989. стр.320-322, рис.12.36 - 12.38]. Кроме того, известно, что частотная режекция не обеспечивает подавления всех спектральных составляющих сжатого по спектру МС, что приводит к появлению нескомпенсированных остатков МС, снижению эффективности компенсации МС и достоверности выделения ПС [Адаптивная компенсация помех в каналах связи / Ю.И.Лосев, А.Г.Бердников, Э.Ш.Гойхман и др. / Под ред. Ю.И.Лосева. - М.: Радио и связь, 1988, стр.13, 72].

Наиболее близким к заявленному способу по своей технической сущности является способ повышения скрытности передачи группы бинарных ПС, манипулированных по амплитуде, фазе или частоте [Патент РФ №2282941, МПК Н04К 1/02, опубл. 27.08.2006]. В соответствии с этим способом при передаче группы ПС независимо излучаются не только каждый ПС, манипулированный по фазе или частоте, но и широкополосный МС, спектр которого перекрывает диапазон частот всей группы ПС. Значение несущей частоты МС выбирается кратным величине, обратной длительности одного элемента ПС, а период - кратным длительности одного элемента ПС. Полезная цифровая информация передается с помощью манипулированного по амплитуде, частоте или фазе ПС. Несущие частоты полезных сигналов в группе кратны величине, обратной длительности одного элемента ПС. При приеме аддитивной смеси группы ПС и широкополосного МС осуществляется компенсация МС при вычитании из не задержанной аддитивной смеси ПС и МС аддитивной смеси ПС и МС, задержанной на период маскирующего сигнала. Возникающие в результате компенсации искажения полезных сигналов устраняют в блоках восстановления ПС, включенных на выходах приемников.

Способ не обеспечивает надежной скрытности передачи информации, также достаточной эффективности компенсации МС и достоверности выделения ПС. Это обусловлено тем, что при частотном различии ширины спектров ПС и МС существуют методы выделения узкополосного ПС на фоне широкополосного МС [Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов / Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1989. стр.320-322, рис.12.36-12.38]. Кроме того, периодическое повторение одной и той же структуры МС позволяет его компенсировать (т.е. вскрывать ПС) не только при приеме в своем радиоканале, но и в средствах радиоразведки с использованием межпериодной компенсации.

В патенте не проводился анализ эффективности межпериодной компенсации МС в зависимости от кратности межпериодного вычитания. Однако анализ эффективности компенсации мешающих сигналов в зависимости от кратности вычитания показывает, что наихудшее подавление помех реализуется при однократном вычитании МС, которое применяется в способе - прототипе [Радиотехнические системы: Учеб. для вузов / Ю.П.Гришин, В.П.Ипатов, Ю.М.Казаринов и др. / Под ред. Ю.М.Казаринова. - М.: Высш. шк., 1990, стр.265-268, рис.12.3]. Поэтому однократная компенсация не обеспечивает надежного подавления всех спектральных составляющих МС, что снижает эффективность компенсации МС, а соответственно уменьшает и достоверность выделения ПС.

Заявляемое изобретение направлено на повышения скрытности и надежности приема полезных радиосигналов.

Технический результат, на достижение которого направлено изобретение, состоит в формировании такой структуры радиосигнала, для которой маскирующий и полезный сигналы не различаются между собой по своим статистическим, структурным, поляризационным, пространственным, частотным и временным характеристикам.

Этот технический результат в заявленном способе достигается тем, что в известном способе передачи и приема бинарных сигналов (который заключается в одновременном излучении манипулированных по амплитуде и фазе полезного и маскирующего сигналов, формирующем их аддитивную смесь на входе приемника, и последующем подавлении маскирующего сигнала при приеме) используют излучение маскирующего сигнала, которое не только не отличается от полезного сигнала по поляризационным, пространственным, временным и частотным параметрам, но и перекрывает диапазон изменения частоты излучения каждого полезного сигнала. Для достижения требуемого технического результата дополнительно формируют два опорных сигнала с равными амплитудами и начальными фазами. При этом параметры первого из них совпадают с параметрами излучаемого полезного сигнала. У второго же из них все параметры, кроме несущей частоты, которая зеркальна относительно несущей частоты маскирующего сигнала, также совпадают с параметрами излучаемого полезного сигнала. С помощью этих опорных сигналов определяют взаимно корреляционные функции между принимаемой аддитивной смесью полезного и маскирующего сигналов и соответствующими опорными сигналами, а затем из первой взаимно корреляционной функции вычитают вторую. Результат вычитания, являющийся автокорреляционной функцией полезного сигнала, будет выходом приемника. Формирование двух опорных сигналов, двух взаимно корреляционных функций и их последующее вычитание реализует новый метод межспектральной послекорреляционной компенсации маскирующего сигнала.

Для создания двух опорных сигналов с равными параметрами кроме несущей частоты рассмотрим преобразование частоты. Как следует из известных источников литературы, для сдвига спектра полезного сигнала как в область суммарной частоты колебаний, участвующих в этом преобразовании, так и в область разностной частоты, необходимо осуществить преобразование частоты. В области суммарной частоты колебаний фазы колебаний, участвующих в этом преобразовании, суммируются, а в области разностной частоты - вычитаются [Гоноровский И.С., Демин М.П. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. пособ. для вузов. - 5-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1994, стр.240-243, (8.51)-(8.54'); Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. пособ. для вузов. / Под ред. К.А.Самойло. - М.: Радио и связь, 1982, стр.245-250, (9.25)-(9.31)].

Уровень техники в настоящее время позволяет преобразовывать фазу сигнала на противоположную либо при применении дополнительного генератора сигналов с частотой в два раза большей частоты сигнала, у которого преобразуют фазу [Радиоэлектронные системы: основы построения и теория. Справочник. / Ширман Я.Д., Лосев Ю.И., Минервин Н.Н. и др.; Под ред. Я.Д.Ширмана. - М.: ЗАО «Маквис», 1998. стр.740, рис.25.21; Радиоэлектронные системы: основы построения и теория: Справочник. Изд. 2-е, перераб. и доп. / Под ред. Я.Д.Ширмана. - М.: Радиотехника, 2007, стр.450, рис.25.34], либо при использовании известной квадратурной обработки сигналов [Сергиенко А.Б. Цифровая обработка сигналов: Учебник для вузов. 2-е изд. - СПб.: Питер, 2007, стр.168-170, рис.3.14] с использованием дополнительного генератора гармонического сигнала [Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. пособ. для вузов. / Под ред. К.А.Самойло. - М.: Радио и связь, 1982, стр.249-250]. При использовании дополнительного генератора гармонического сигнала разность фаз у квадратурных составляющих будет противоположной разности фаз, получаемой в результате классического преобразования частоты. Восстановление радиосигнала по этим квадратурным составляющим позволит получить гетеродинный сигнал с противоположной начальной фазой. Таким образом, вначале формируются два гетеродинных сигнала одной частоты, но с противоположными фазами.

При последующем преобразовании частоты из исходного полезного сигнала с помощью этих гетеродинных сигналов формируются два опорных сигнала, соответственно, на суммарной и разностной частотах, у которых начальные фазы равны. Поскольку получение двух опорных сигналов на разных несущих частотах осуществляется в результате преобразования частоты исходного полезного сигнала с помощью двух гетеродинных сигналов равной амплитуды, то комплексные огибающие опорных сигналов будут равны.

Существенным аспектом повышения эффективности применения различных систем радиоэлектроники является использование одного и того же радиочастотного ресурса, т.е. общей полосы частот, для различных радиосигналов. Для повышения не только надежности передачи первичного сигнала (сигнала-переносчика информационного сообщения), но и снижения межканальной интерференции сигналов в радиосвязи применяют коды с расширением спектра сигналов. Для выделения каждого из сигналов, одновременно присутствующих в общей полосе частот, необходимо применение радиосигналов, ортогональных либо по форме, либо по времени их существования [Гепко И.А., Олейник В.Ф., Чайка Ю.Д., Бондаренко А.В. Современные беспроводные сети: состояние и перспективы развития.- К.: Екмо, 2009, стр.73-74].

Широкое распространение, например, получили сигналы с расширением спектра, манипулированные по фазе согласно ортогональным кодам, например, на основе матрицы Уолша-Адамара [A.M.Шлома, М.Г.Бакулин, В.Б.Крейделин, А.П.Шумов. Новые алгоритмы формирования и обработки сигналов в системах подвижной связи. - М.: Горячая линия - Телеком, 2008, стр.43; Гепко И.А., Олейник В.Ф., Чайка Ю.Д., Бондаренко А.В. Современные беспроводные сети: состояние и перспективы развития. - К.: Екмо, 2009, стр.165-167].

Наряду с приведенными кодами для обеспечения поддержки различных скоростей передачи информации применяются ортогональные коды переменной длины, т.н. коды OVSF [A.M.Шлома, М.Г.Бакулин, В.Б.Крейделин, А.П.Шумов. Новые алгоритмы формирования и обработки сигналов в системах подвижной связи. - М.: Горячая линия - Телеком, 2008, стр.43; Гепко И.А., Олейник В.Ф., Чайка Ю.Д., Бондаренко А.В. Современные беспроводные сети: состояние и перспективы развития.- К.: Екмо, 2009, стр.170-172].

Применение ортогональных сигналов в одном частотном диапазоне приводит к тому, что формирование аддитивной смеси полезных и маскирующего сигналов на входе приемника осуществляют за счет одновременного излучения полезных и маскирующего сигналов, причем манипуляция фазы полезных сигналов определяется ортогональными как короткими, так и длинными кодами. Для того чтобы выделить автокорреляционные функции соответствующих полезных сигналов в принимаемой аддитивной смеси необходима межспектральная послекорреляционная компенсация маскирующего сигнала для каждого полезного сигнала.

Хотя коды Уолша являются полными системами функций, но они «ортогональны только в точке», т.е. при отсутствии взаимного временного рассогласования сигналов. В результате этого у взаимной корреляционной функции (ВКФ) сигналов, использующих ортогональные коды Уолша, присутствуют достаточно большие боковые лепестки (корреляционные шумы), которые приводят к снижению надежности передачи информации других сигналов, обнаруживаемых в этих боковых лепестках ВКФ [Гепко И.А., Олейник В.Ф., Чайка Ю.Д., Бондаренко А.В. Современные беспроводные сети: состояние и перспективы развития.- К.: Екмо, 2009, стр.167].

Таким образом, поставленная цель применения ортогональных сигналов, которая обеспечила бы получение боковых лепестков, равных нулю, не была достигнута [Литюк В.И., Литюк Л.В. Методы цифровой многопроцессорной обработки ансамблей радиосигналов. - М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2007, стр.495; Гепко И.А., Олейник В.Ф., Чайка Ю.Д., Бондаренко А.В. Современные беспроводные сети: состояние и перспективы развития. - К.: Екмо, 2009, стр.165].

Решением этой проблемы явилось применение комплементарных сигналов. Характерной особенностью комплементарных сигналов является суммирование корреляционных функций (КФ) комплементарных сигналов (чаще всего пар) группы. Найденные новые свойства группы комплементарных сигналов позволяют обеспечивать равенство нулю боковых лепестков КФ группы (КФгр). При этом основные лепестки КФ комплементарных сигналов группы будут суммироваться. Кроме этого достигается равенство нулю суммарной ВКФ комплементарных сигналов в группе. Последнее, как показывают известные исследования [Литюк В.И., Литюк Л.В. Методы цифровой многопроцессорной обработки ансамблей радиосигналов. - М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2007, стр.403; М.В.Литвин. Свойство избирательного квазирасщепления частоты Доплера комплементарных сигналов // Вопросы радиоэлектроники, сер. РЛТ, 2009, вып.1, стр.139-146; Гепко И.А., Олейник В.Ф., Чайка Ю.Д., Бондаренко А.В. Современные беспроводные сети: состояние и перспективы развития. - К.: Екмо, 2009, стр.175-178], может быть достигнуто лишь при выполнении условия «ортогональности только в точке» каждого из сигналов группы, т.е. при отсутствии взаимного временного рассогласования сигналов.

Для достижения при использовании комплементарных полезных сигналов требуемого технического результата необходимо результаты соответствующих межспектральных послекорреляционных компенсаций маскирующего сигнала, входящих в одну группу, суммировать. Это позволит после суммирования получить КФгр комплементарных полезных сигналов, что и будет выходом для соответствующей группы.

Таким образом, сущность способа заключается в том, что подавление маскирующего сигнала осуществляют методом межспектральной послекорреляционной компенсации, для реализации которого в корреляторах используется новый принцип формирования опорных полезных сигналов с одинаковой начальной фазой на различных несущих частотах.

Перечень графических материалов, поясняющих изобретение, приведен на фиг.1-12.

На фиг.1 представлена структурная схема системы связи, реализующая предлагаемый способ при использовании полезного сигнала, манипулированного по амплитуде и фазе.

На фиг.2 представлена структурная схема системы связи, реализующая предлагаемый способ при использовании полезных сигналов, манипуляция фазы которых определяется соответствующими ортогональными либо короткими, либо длинными кодами.

На фиг.3 представлена структурная схема системы связи, реализующая предлагаемый способ при использовании полезных сигналов, у которых манипуляция фазы соответствующего сигнала из группы полезных сигналов определяется соответствующим комплементарным кодом из группы кодов.

На фиг.4 представлены временные эпюры ПС.

На фиг.5 представлены амплитудно-частотные спектры ПС.

На фиг.6 представлены модули автокорреляционных функций ПС.

На фиг.7 представлены временные эпюры аддитивной смеси ПС и МС и их амплитудно-частотные спектры при нулевом смещении частоты.

На фиг.8 представлены временные эпюры аддитивной смеси ПС и МС и их амплитудно-частотные спектры при смещении несущей частоты ПС на половину ширины спектра МС.

На фиг.9 представлены временные эпюры аддитивной смеси ПС и МС и их амплитудно-частотные спектры при смещении несущей частоты ПС на ширину спектра МС.

На фиг.10 представлены временные эпюры аддитивной смеси ПС и МС и их амплитудно-частотные спектры при смещении несущей частоты ПС на полторы ширины спектра МС.

На фиг.11 представлены модули автокорреляционных функций ПС после межспектральной послекорреляционной компенсации МС при смещении несущей частоты ПС на полширины, ширину и полторы ширины спектра МС, соответственно.

На фиг.12 представлены модули автокорреляционных функций комплементарных ПС без МС и после межспектральной послекорреляционной компенсации МС при смещении несущей частоты ПС на полширины, ширину и полторы ширины спектра МС, соответственно.

Структурные схемы системы связи для соответствующих пунктов формулы изобретения, которые реализуют предлагаемый способ, приведены на фиг.1, 2, 3, соответственно, и содержат:

1пс, 1мс - передатчики полезных и мешающего сигнала с антеннами, соответственно;

2пс, 2мс - линии (каналы) связи соответствующих сигналов;

3 - приемная антенна своей радиолинии;

4 - приемник ПС;

5 - коррелятор приемника ПС;

6 - формирователь опорных сигналов с равными амплитудами и фазами;

7 - второй коррелятор приемника ПС;

8 - схема вычитания;

9 - сумматор;

МПК - межспектральная послекорреляционная компенсация маскирующего сигнала, включающая формирование двух опорных сигналов, двух взаимно корреляционных функций и их последующее вычитание.

На данных структурных схемах двойной стрелкой обозначены несколько сигналов.

Для пояснения работы системы, разведываемой противником, рассмотрим структурную схему, поясняющую первый пункт формулы предлагаемого способа. Данная структурная схема, приведенная на фиг.1, состоит из передатчиков полезного 1пс и мешающего 1мс сигналов, линий (каналов) связи 2пс, 2мс, приемной антенны 3, приемника ПС 4, коррелятора приемника ПС 5, формирователя опорных сигналов с одинаковыми фазами 6, второго коррелятора приемника ПС 7, схемы вычитания 9.

С помощью передатчиков полезного и мешающего сигналов 1пс и 1мс одновременно излучаются ПС и МС. Несущая частота излучаемого полезного сигнала ω_пc0 смещена относительно частоты мешающего ω_мс0 на величину ΔΩ, т.е. ПС излучается на частоте (ω_мс0 - ΔΩ). В процессе прохождения радиоэфира 2пс и 2мс формируется аддитивная смесь из излученных ПС и МС, которая принимается приемной антенной 3, и далее поступает в приемник ПС 4, а затем на корреляторы приемника ПС 5 и 7. На первые входы первого и второго корреляторов поступает выходной сигнал приемника, представляющий собой аддитивную смесь из излученных ПС и МС, а на вторые входы первого и второго корреляторов поступают опорные сигналы с равными амплитудами и фазами, т.е. с равными комплексными амплитудами, на основной (ω_мс0 - ΔΩ) и «зеркальной» (ω_мс0-(-ΔΩ)) частотах, соответственно.

Определение как АКФ, так и ВКФ Ф(τ) сигналов значительно упрощается, если воспользоваться аналитическими сигналами [Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. пособ. для вузов. / Под ред. К.А.Самойло. - М.: Радио и связь, 1982, с.112-116; Гоноровский И.С., Демин М.П. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб.пособ. для вузов. - 5-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1994. стр.105-107], которые связаны с корреляционной функцией исходного действительного сигнала Φ_s(τ) следующим соотношением

Φ_s(τ)=1/2 Re [Φ(τ)].

Для создания опорных сигналов с равными амплитудами и фазами, т.е. с равными комплексными огибающими, вначале в формирователе опорных сигналов 6 формируются два гетеродинных сигнала одной частоты ΔΩ, но с противоположными фазами

где - амплитуда гетеродинных сигналов.

При последующем преобразовании частоты из исходного полезного сигнала

snc(t)=S_пс(t)exp(jω_мс0t)

с помощью этих гетеродинных сигналов, формируются два опорных сигнала, соответственно, на суммарной и разностной частотах, у которых начальные фазы равны. В результате этих преобразований частоты опорные сигналы имеют следующий вид

s_on1(t)=S_nc(t)exp[j(ω_мс0-ΔΩ)t]

и

s_on2(t)=S_nc(t)exp[j(ω_мс0+ΔΩ)t].

Здесь комплексная огибающая опорных сигналов.

Поскольку получение двух опорных сигналов на разных несущих частотах осуществляется в результате преобразования частоты исходного полезного сигнала snc(t)=S_пс(t)exp(jω_мс0t) с помощью двух гетеродинных сигналов равной амплитуды, то комплексные огибающие опорных сигналов son1(t) и son2 (t) будут равны.

Принятая аддитивная смесь полезного snc(t) (ПС)

ω

и маскирующего sмc(t) (MC)

сигналов [snc(t)+sмc(t)] после приемника 4 поступает на первые входы первого 4 и второго корреляторов 7, а на вторые входы - первый son1(t) и второй son2(t) опорные сигналы, соответственно. Опорные сигналы имеют равные амплитуды , начальные фазы и законы фазовой манипуляции θnc(t), но разные несущие частоты (ω_мс0-ΔΩ) и (ω_мс0+ΔΩ)

Сигналы на выходах корреляторов для аналитических сигналов определяются выражениями следующего вида [Гоноровский И. С., Демин М.П. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. пособ. для вузов. - 5-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1994, стр.65-71].

Здесь верхний индекс «*» означает комплексно сопряженную величину.

Как предложено в изобретении, для реализации нового метода МПК необходимо из сигнала на выходе первого коррелятора (5) вычесть сигнал второго(6)

после чего должна остаться АКФ полезного сигнала.

Сигнал на выходе коррелятора в случае обработки одного ПС при отсутствии МС может быть представлен в следующем виде [Гоноровский И.С., Демин М.П. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. пособ. для вузов. - 5-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1994, стр.65-71].

Максимум сигнала на выходе коррелятора (8) достигается при τ=0, т.е. при отсутствии временного рассогласования между полезным snc(t) и опорным son1(t) сигналами [Радиоэлектронные системы: основы построения и теория: Справочник. Изд. 2-е, перераб. и доп. / Под ред. Я.Д.Ширмана. - М.: Радиотехника, 2007, стр.234., Гоноровский И.С., Демин М.П. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. пособ. для вузов. - 5-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1994, стр.65-71]. Из этого следует, что разность сигналов на выходах корреляторов (7) должна быть равной интегралу (8), значит, все остальные слагаемые в (7) должны быть равными нулю.

Для пояснения компенсации маскирующего сигнала вначале рассмотрим второе слагаемое интеграла (5)

Тогда, с учетом (2) и (3), выражение (9) можно записать

Выразим комплексно-сопряженную огибающую полезного snc(t) через ее спектральную плотность

и подставим в формулу (10)

Заменим переменную в последнем интеграле и получим

Теперь обратимся ко второму слагаемому интеграла (6)

Для получения ВКФ Ф₂₂ (τ) маскирующего сигнала и второго опорного сигнала проведем преобразования, аналогичные вычислению ВКФ Ф₁₂(τ), но с учетом зеркального смещения частоты относительно несущей частоты МС. Окончательно можно записать

Как было отмечено, разность [Φ_s12(τ)-Φ_s22(τ)], определяющая качество межспектральной послекорреляционной компенсации МС, должна быть равной нулю. Между тем, используя выражения (12) и (13), достаточно сложно сделать вывод о равенстве нулю выражения (7). Поэтому нужно преобразовать эти ВКФ.

В работе [Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. пособ. для вузов. / Под ред. К.А.Самойло. - М.: Радио и связь, 1982, стр.114-116; Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985, стр.39, (3.1)-(3.3)] показано, что комплексная огибающая фазоманипулированного сигнала может быть представлена в виде

Здесь , θ_n - модуль и аргумент комплексной огибающей дискреты фазоманипулированного сигнала; N - количество дискрет фазоманипулированного сигнала; τ_д - длительность дискреты. Для случая бинарных фаз θ_n=±π можно также ввести последовательность C_n=exp[j θ_n], элементы которой принимают ±1 в зависимости от значения фазы θ_n. Тогда ВКФ маскирующего и первого опорного сигналов можно записать

Поскольку межспектральная послекорреляционная компесация МС осуществляется с помощью одновременно присутствующих дискрет опорного и маскирующего сигналов, то можно ограничиться, без потери общности, интервалом времени одной дискреты. Тогда

Проделывая преобразования, аналогичные выводу соотношения (12), получим

Здесь - амплитудно-частотный спектр МС.

Представим частотный спектр дискреты МС в виде суммы основного G_{д мсn0} и боковых лепестков спектра G_{д мсnK}.

т.к. они ортогональны. Здесь К - дискретная переменная, определяющая номер бокового лепестка спектра

Аналогично гармоническому анализу сигналов модуль лепестков прямоугольной дискреты будет четной функцией, а аргумент θ _мсnK - нечетной: , θ_мсnK=-θ_мсn-K. При этом следует обратить внимание, θ_мсnK - кратно (-π), θ_мсn-K - кратно (+π) [Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. пособ. для вузов. / Под ред. К.А.Самойло. - М.: Радио и связь, 1982, стр.56-57, рис.2.9, рис.2.10; Гоноровский И.С., Демин М.П. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. пособ. для вузов. - 5-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1994. стр.21-35, рис.2.9, рис.2.13].

Весь этот анализ позволяет для любого К-го лепестка спектра дискреты МС представить ВКФ (15) и (16) в следующем виде

Из сравнения выражений (15) и (16) видно, что подынтегральные выражения будут равны между собой, которые обозначим

Здесь φ_nmK - фаза R_nmK(τ).

Это равенство следует из равенства зеркальных боковых лепестков амплитудного спектра дискреты комплексной огибающей МС, которые умножается на один и тот же спектр дискреты комплексной огибающей ПС. Один и тот же спектр дискреты комплексной огибающей ПС был достигнут благодаря равенству комплексных огибающих опорных сигналов на зеркальных несущих частотах. Вместе с тем, как уже отмечено, фазочастотный спектр дискреты МС будет нечетным.

Обратимся к корреляционным функциям действительных сигналов, которые будут равны

Ф_s12nm-K(τ)=1/2Rе[Ф_12nm-K(τ)], Ф_22nmK(τ)=1/2 Re [Ф_22nm(τ)].

Знаки в выражениях «±» обусловлены рассмотрением четного или нечетного бокового лепестка МС, т.е. четностью или нечетностью К.

В результате этого, при реализации нового метода МПК в процессе вычитания сигнала второго коррелятора из сигнала на выходе первого (7) получим для одной дискреты К-го бокового лепестка МС следующую разность в виде

которая равна нулю.

Аналогичные разности, равные нулю, будут для других боковых лепестков и дискрет МС.

Последний интеграл в выражении (6)

Это следует из известных времячастотных функций рассогласования Вудворта [Радиоэлектронные системы: основы построения и теория: Справочник. Изд. 2-е, перераб. и доп. / Под ред. Я.Д.Ширмана. - М.: Радиотехника, 2007, стр.269-270].

Таким образом, после межспектральной послекорреляционной компенсации маскирующего сигнала выделяется АКФ полезного сигнала.

Для пояснения второго пункта формулы предлагаемого изобретения рассмотрим структурную схему, приведенную на фиг.2. Данная структурная схема состоит из передатчиков мешающего сигнала 1мс и полезных сигналов 1пс, причем манипуляция фазы соответствующих полезных сигналов определяется соответствующими ортогональными либо короткими, либо длинными кодами линий (каналов) связи 2пс, 2мс, приемной антенны 3, приемника ПС 4, а также соответствующими межспектральными послекорреляционными компенсаторами маскирующего сигнала.

Принцип работы системы для каждого полезного сигнала, манипуляция фазы которого определяется соответствующим ортогональным либо коротким, либо длинным кодом, аналогичен принципу, рассмотренному выше.

Выход каждого из межспектральных послекорреляционных компенсаторов маскирующего сигнала, обеспечивающего выделение автокорреляционной функции только соответствующего ортогонального полезного сигнала, поскольку ВКФ ортогональных сигналов равны нулю, будет выходом приемника для соответствующего ортогонального полезного сигнала.

Для пояснения третьего пункта формулы предлагаемого изобретения рассмотрим структурную схему, приведенную на фиг.3. Данная структурная схема состоит из передатчиков мешающего сигнала 1мс и полезных сигналов 1пс, причем манипуляция фазы соответствующих полезных сигналов определяется соответствующими комплементарными кодами из группы кодов, линий (каналов) связи 2пс, 2мс, приемной антенны 3, приемника ПС 4, а также соответствующими межспектральными послекорреляционными компенсаторами маскирующего сигнала. Результаты соответствующих межспектральных послекорреляционных компенсаций маскирующего сигнала, входящих в одну группу, суммируются, что формирует автокорреляционную функцию соответствующей группы комплементарных полезных сигналов и является выходом приемника для соответствующей группы полезных сигналов. Принцип работы системы для каждого полезного сигнала, манипуляция фазы которого определяется соответствующими комплементарными кодами из группы кодов, аналогичен принципу, рассмотренному выше.

Для подтверждения практической возможности получения указанного заявителем технического результата на фиг.4 - фиг.12 представлены результаты математического моделирования заявленного способа.

В качестве сигналов были выбраны фазоманипулированные двоичными кодами сигналы (ФМС), фазовая структура которых определялась модифицированными матрицами Адамара [Литюк В.И., Литюк Л.В. Методы цифровой многопроцессорной обработки ансамблей радиосигналов. - М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2007, стр.389-407]. В качестве условного обозначения ФМС воспользуемся общепринятым обозначением: плюс (+) и минус (-), когда фаза кода равна нулю и ста восьмидесяти градусам, соответственно. При моделировании, без потери общности, исследовались восьмиэлементные ФМС, из которых составлены ПС и МС [Литюк В.И., Литюк Л.В. Методы цифровой многопроцессорной обработки ансамблей радиосигналов. - М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2007, стр.400]. В качестве ПС были выбраны следующие ФМС, нумерация которых сохранена согласно источнику:S1=[++-+---+]; S6=[-++++-++], а в качестве МС - S7=[-++---+++]; S4=[+++-++-+], ортогональные соответствующим ПС. Временные эпюры ПС показаны на фиг.4, а соответствующие амплитудно-частотные спектры - на фиг.5. Для одновременной передачи по разным частотным каналам двух комплементарных ПС была выбрана расстройка их несущих частот, обратная одной временной дискрете ФМС.

Нормированный результат модуля обработки коррелятором соответствующего ПС показан на фиг.6.

Для обеспечения скрытности передаваемой информации необходимо формировать мощные ортогональные МС, обеспечивающие маскировку ПС даже при частотной расстройке, превышающей ширину спектра МС, т.е. в создаваемом внеполосном излучении. Для этого рассмотрен МС, мощность которого на 34 дБ превышает мощность соответствующего ПС. Временные эпюры МС и соответствующие амплитудно-частотные спектры показаны на фиг.6. Временные эпюры аддитивной смеси МС с ПС при смещении несущей частоты ПС на полширины, ширину и полторы ширины спектра МС и соответствующие амплитудно-частотные спектры показаны на фиг.8-10, соответственно. Сравнение временных и спектральных эпюр аддитивной смеси слабого ПС и мощных МС (фиг.8-10) показывает их полное совпадение с временными и спектральными эпюрами одного МС (фиг.7), т.е. ПС на фоне мощных МС не обнаруживаются ни во временной, ни в спектральной областях. На фиг.11 приведены модули автокорреляционных функций ПС после межспектральной послекорреляционной компенсации МС при смещении частоты между МС и ПС на полширины, ширину и полторы ширины спектра МС, соответственно. Сравнение модулей автокорреляционных функций ПС после межспектральной послекорреляционной компенсации МС при смещении несущей частоты ПС на полширины, ширину и полторы ширины спектра МС, соответственно, показывает полное подавление мешающего сигнала. Некоторые отличия автокорреляционных функций ПС после межспектральной послекорреляционной компенсации МС при расстройке, не равной ширине спектра помехи, обусловлены присутствием корреляционных шумов полезных сигналов при их обработке с помощью первого и второго опорных сигналов. Эти корреляционные шумы полезных сигналов можно определить с помощью времячастотных функций рассогласования Вудворта [Радиоэлектронные системы: основы построения и теория: Справочник. Изд. 2-е, перераб. и доп. / Под ред. Я.Д.Ширмана. - М.: Радиотехника, 2007, стр.269-270]. Из времячастотных функций рассогласования Вудворта следует, что при частотной расстройке, равной ширине спектра МС, корреляционные шумы полезных сигналов отсутствуют. Этот эффект можно наблюдать на второй эпюре фиг.11, т.к. АКФ полезного сигнала на фиг.6 полностью совпадает с данным. Однако уже при частотной расстройке, превышающей полторы ширины спектра МС, искажениями автокорреляционных функций ПС можно пренебречь.

Следовательно, заявленный способ обеспечивает не только повышение скрытности передачи бинарных полезных сигналов с расширенным спектром посредством модуляции с использованием ортогональных или комплементарных кодов за счет одновременного излучения мощных ортогональных маскирующих сигналов, но и снижает возможности по расшифровке структуры ПС.