УСТРОЙСТВО ПОДАВЛЕНИЯ БОКОВЫХ ЛЕПЕСТКОВ ПРИ ИМПУЛЬСНОМ СЖАТИИ МНОГОФАЗНЫХ КОДОВ (ВАРИАНТЫ)

Предлагаемое устройство относится к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов, в которых с целью улучшения качества сжатия сигналов производится подавление боковых лепестков, возникающих в процессе сжатия.

В настоящее время в радиолокации и гидролокации широко распространены фазо-кодированные импульсы на основе идеальных многофазных кодов Р3 и Р4. Эти коды формируются посредством соответствующей дискретной аппроксимации линейно-частотно модулированного (ЛЧМ) сигнала и поэтому обладают основными его достоинствами: относительно небольшими боковыми лепестками апериодической автокорреляционной функции (ААКФ) и большей по сравнению с двоичными последовательностями, включая коды Баркера толерантностью к Доплеру. В то же время максимальный уровень боковых лепестков ААКФ кодов Р3/Р4 приблизительно равен , т.е. многократно превышает единичный уровень боковых лепестков кодов Баркера.

Подробно проблема подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов исследуется в (N.Levanon, Е.Mozeson. Radarsignals. John Wiley & Sons, lnc, 2004). В данном источнике рассматривается возможность уменьшения боковых лепестков многофазных кодов Р3 и Р4 за счет сжатия сигнала в несогласованном фильтре с использованием амплитудного окопного взвешивания. Для этого применяются различные оконные функции, в частности, функции Хэмминга, Кайзера-Бесселя, Блэкмана и др. Расчеты показывают, что максимальный уровень боковых лепестков относительно главного лепестка (PSL) для кодов Р3 и Р4 при использовании оконных функций Хэмминга и Блэкмана составляет величину не менее -20 lgN dB при энергетических потерях (уменьшении отношения сигнал/шум на выходе) порядка 1,5 dB и ширине главного лепестка на уровне PSL 3τ и 4.5τ соответственно, где τ - длительность одного кодового элемента.

Данная проблема и ее решения рассматриваются, в частности, и в российских патентных документах (RU 2198465 С2, Н04В 7/26, 20.09.2002, RU 2236086 С2, Н04В 1/707, 20.01.2004, RU 2109401 C1, Н04В 1/62 20.04.1998 и др.).

Известно устройство подавления боковых лепестков при сжатии кодов Р3 и Р4, уменьшающее PSL до -20 lgN+6 dB. Устройство состоит из согласованного фильтра, выход которого соединен с первым входом вычитателя/сумматора и через линию задержки на длительность τ с его вторым входом (B.L.Lewis, F.F.Kretschmer. Pulse compression sidelobe suppressor. US 4,507,659 A, G01S 13/28, 26.03.1985; Lewis B.L. Range-Time-Sidelobe Reduction Technique for FM-Derived Polyphase PC Codes.-IELE Trans, on Aerospace and Electronic Systems, vol. AES-29, no. 3, pp.834-840, July 1993). Ширина главного лепестка выходного сигнала такого устройства равна 2τ, а энергетические потери в нем порядка 3 dB.

Однако данное устройство не позволяет значительно уменьшить боковые лепестки.

Известно также устройство подавления боковых лепестков при сжатии кодов Р3 и Р4 с помощью (W.K.Lee and H.D.Griffiths Pulse compression filter generating optimal uniform range sidelobe level. Electron. Lett., 1999,35(1 1), pp.873-875) цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра), переходная импульсная характеристика которого равна разности (сумме) комплексно-сопряженных символов кода Р3 (Р4) и циклически сдвинутой на одну позицию (разряд) влево его копии. При этом PSL уменьшается до значения -201gN+2 dB, а ширина главного лепестка равна 2τ. Потери сигнал/шум на выходе этого устройства составляют -3 dB. В литературе это устройство известно еще как фильтр By.

Наиболее близким к предлагаемому устройству является устройство (W.К.Lee, H.D. Griffiths and R. Benjamin. Integrated sidelobe energy reduction technique using optimal polyphase code. Electronics Letters, 1999, vol.35. No. 24, pp.2090-2091 и Woo-Kyuing Lee and Hugh D. Griffiths. A New pulse compression technique generating optimal uniform range sidelobe and reducing sidelobe level. IEEE International radar conference, 2000, pp.441-446.), содержащее фильтр By и формирователь корректирующего сигнала, выходы которых соединены с соответствующими входами двухвходового сумматора. Формирователь корректирующего сигнала состоит из последовательно соединенных преобразователя кода Р3/Р4 в комплексно сопряженный ему код Р3*/Р4* и цифрового КИХ-фильтра порядка N+1. Устройство работает следующим образом. Входная последовательность отсчетов кода Р3/Р4, представленного суммой реальной и мнимой составляющих I и Q, поступает на вход цифрового фильтра By, а также на вход формирователя комплексно-значного корректирующего сигнала. Далее сигнал с выхода формирователя корректирующего сигнала суммируется с выходным сигналом фильтра By в цифровом двухканальном I и Q сумматоре. В результате максимальный уровень боковых лепестков на выходе такого устройства уменьшается и достигает единичного уровня (уровня кода Баркера) относительно уровня главного лепестка, равного N (PSL=-20 lgN dB). Кроме того, интегральный уровень бокового лепестка относительно главного лепестка ISLR, равный отношению полной энергии боковых лепестков к полной энергии главного лепестка сжатого сигнала, будет существенно меньше по сравнению с фильтром By. При этом ширина главного лепестка сигнала на выходе данного устройства увеличивается до 3τ, а энергетические потери составляют -3 dB.

Однако для ряда приложений уровень подавления боковых лепестков, реализуемых в этих устройствах, является не достаточным.

Технический результат данного изобретения заключается в дальнейшем ограничении уровня боковых лепестков при сжатии кода Р3 четной длины и кода Р4 четной и нечетной длины до значения PSL - 30 lgN+l.33 dB для всех значений временных сдвигов (отсчетов), исключая двух ±N, в которых относительный уровень боковых лепестков равен -20 lgN -6 dB. В этом случае величина 1SLR оказывается намного меньше по сравнению с фильтром By и устройством прототипа. При этом ширина главного лепестка на уровне PSL равна 3τ, а потери сигнал/шум на выходе этого устройства составляют - 1.7 dB.

Указанный результат для кода Р3 длины N (N - четно) достигается устройством подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащим соединенные по входу цифровой фильтр By для кода Р3 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) порядка N+1 с N+2 коэффициентами -1,1, 0,0,…0,1,-1, выход которого соединен с первым входом сумматора, причем введены линия задержки на длительность одного кодового элемента τ и двухвходовый вычитатель, при этом выход фильтра By подключен к входу линии задержки и к первому входу вычитателя, второй вход которого подключен к выходу линии задержки, а выход соединен со вторым входом сумматора. Уменьшаемым и вычитаемым здесь соответственно являются сигналы с выходов линии задержки и фильтра By.

Блок-схема этого устройства представлена на Фиг.1.

Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N содержит цифровой фильтр By 1 для кода Р3 и формирователь цифрового корректирующего сигнала 4, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код 2 и цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) 3 порядка N+1 с N+2 коэффициентами -1,1, 0,0,…0,1,-1, сумматор 7, линию задержки 5 на длительность τ и двухвходовый вычитатель 6.

Устройство работает следующим образом.

Входная последовательность отсчетов циклически сдвинутого на один разряд влево кода Р3 четной длины, представленного суммой реальной и мнимой составляющих 1 и Q, поступает на вход цифрового фильтра By 1 для кода Р3 и на вход формирователя комплексно-значного корректирующего сигнала 4. Сигнал с выхода фильтра By 1 поступает на первый вход вычитателя 6 и вход линии задержки 5, выход которой соединен со вторым входом вычитателя 6. В сумматоре 7 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 3 и выходного сигнала вычитателя 6. В результате на выхода устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-N+1,N-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося разностью кода Р3 и его циклически сдвинутой на одну позицию влево копии, а на крайних сдвигах ±N его абсолютное значение равно 1 (соответствующий относительный уровень -201gN -6 dB). Тогда согласно (Е.Krengel. Autocorrelation Properties of Some Pulse Compression Codes Derived from P3 and P4 Codes. - Sequences and Their Applications (SETA 2012) - 7th International Conference, Waterloo, ON, Canada, June 4-8, 2012. Proceedings 2012 7280/2012, pp.224-232) относительный уровень боковых лепестков сжатого выходного сигнала в диапазоне [-N+1, N-1] меньше или равен -30 lgN+1.33 dB.

Аналогичный результат реализуется для кода Р4 длины N в устройстве, представленном на Фиг.2.

В этом случае устройство содержит фильтр By 8 для кода Р4, формирователь корректирующего сигнала 9, состоящего из последовательно соединенных устройств преобразования 10 кода Р4 в комплексно сопряженный ему код Р4* и цифрового КИХ-фильтра 11 порядка N+1 с N+2 коэффициентами 1,1, 0,0,…0, -1,-1, двухвходовый сумматор 14, при этом введены линия задержки 12 на длительность τ и двухвходовый сумматор 13.

Устройство работает следующим образом.

Входная последовательность отсчетов циклически сдвинутого на 1 разряд влево кода Р4, представленного суммой реальной и мнимой составляющих I и Q, поступает на вход цифрового фильтра By 8 для кода Р4 и на вход формирователя комплексно-значного корректирующего сигнала 9. Сигнал с выхода фильтра By 8 поступает на первый вход сумматора 13 и вход линии задержки 12, выход которой соединен со вторым входом сумматора 13. В сумматоре 14 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 11 и выходного сигнала сумматора 13. В результате на выходе устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-N+1,N-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося суммой кода Р4 и его циклически сдвинутой на одну позицию влево копии, а на двух крайних сдвигах ±N его абсолютное значение равно 1 (относительный уровень -20 lgN -6 dB). Поэтому с учетом (Е.Krengel. Autocorrelation Properties of Some Pulse Compression Codes Derived from P3 and P4 Codes. - Sequences and Their Applications (SETA 2012) - 7th International Conference, Waterloo, ON, Canada, June 4-8, 2012. Proceedings 2012 7280/2012, pp.224-232) в этом случае относительный уровень боковых лепестков сжатого выходного сигнала в диапазоне [-N+EN-1] также меньше или равен -30 lgN+1.33 dB.

На Фиг.3 изображен нормированный сигнал на выходе устройства подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов Р3/Р4 длины N=1000.

Предлагаемое изобретение может быть реализовано на соответствующей элементной базе по типовым технологиям.