АНТЕННАЯ РЕШЕТКА С ШИРОКОУГОЛЬНЫМ ЧАСТОТНЫМ СКАНИРОВАНИЕМ

Изобретение относится к радиотехнической промышленности, в частности к технике сверхвысоких частот (СВЧ) и может применяться в радиолокационных антенных системах с частотным сканированием.

Антенные решетки с частотным сканированием (АРЧС), широко применяемые в радиолокационных системах обзора воздушного пространства и управления воздушным движением, в большинстве случаев представляют собой плоскую эквидистантную решетку линейных излучателей, соединенных с многоканальным волноводным делителем мощности (ДМ) бегущей волны, построенным на основе ответвителей, которые последовательно включены в линию задержки (ЛЗ) синусоидальной конфигурации. Описание принципа действия и устройства такой антенны, являющейся близким аналогом заявляемого устройства, приводится, например, в [1], стр. 284, рис. 12, а. (1. Справочник по радиолокации / под ред. М. Сколника. Т. 2. Радиолокационные антенные устройства. М.: Советское радио, 1977).

Известно, что недостатком такого варианта построения ДМ является резкое увеличение коэффициента стоячей волны по напряжению (КСВН) на входе АРЧС на частоте f_n, соответствующей формированию луча диаграммы направленности (ДН) в направлении нормали к излучающей апертуре, в результате синфазного сложения большого количества даже малых по величине отражений от периодических неоднородностей - изгибов ЛЗ и ответвителей мощности. Это явление, приводящее к значительной потере коэффициента усиления и неприемлемым искажениям формы ДН, в литературе имеет название «эффект нормали».

Известна антенна частотного сканирования [2] (2. Патент №2284079 C1 (RU), МПК H01Q 21/06. Антенна частотного сканирования / Ю.И. Ленци, А.И. Школьник; заявитель и патентообладатель ФГУП «ГМЗ «Салют». - №2005103854/09; заявл. 15.02.2005; опубл. 20.09.2006. Бюл. №26.), которая выполнена в виде плоской решетки линейных излучателей, соединенных с ДМ в виде линии синусоидальной конфигурации. При этом элементы связи ДМ с линейными излучателями (ответвители мощности) разделены на две группы таким образом, что продольная ось, содержащая все четные элементы связи, смещена относительно оси, содержащей все нечетные элементы связи, на целое нечетное число четвертей длины волны в синусоидальной линии ДМ λg_n на частоте нормали f_n. Возникающая при этом несогласованность фаз компенсируется соответствующей разницей длин входного участка четных и нечетных линейных излучателей. Таким образом, на входе антенны на частоте нормали f_n действительно происходит взаимная компенсация отражений от четных и нечетных групп ответвителей.

Недостатком данного изобретения является то, что полное устранение эффекта нормали не представляется возможным ввиду синфазного сложения отражений от изгибов ЛЗ синусоидальной конфигурации на входе антенны на частоте f_n.

Наиболее близким аналогом заявляемого устройства (прототипом) является линейная антенна с частотным сканированием [3] (3. Патент №2470419 C1 (RU), МПК Н01Р 5/00. Линейная антенна с частотным сканированием / А.И. Немоляев, М.Г. Витков; заявитель и патентообладатель ОАО «НЛП «Салют». - №2011152014/08; заявл. 20.12.2011; опубл. 20.12.2012. Бюл. №35.), которая включает в себя ДМ в виде змейкового прямоугольного волновода, канал которого свернут в E-плоскости и каждый его виток имеет прямолинейные участки и два 180-градусных изгиба, элементы связи направленных ответвителей (НО) и волноводные излучатели, которые имеют общую узкую стенку с змейковым прямоугольным волноводом. При этом все четные элементы связи расположены на продольной оси ДМ, а все нечетные элементы связи имеют смещение относительно продольной оси на величину λg_n/4; четные и нечетные изгибы ЛЗ (змейкового волновода), находящиеся слева от продольной оси ДМ также разнесены друг относительно друга на величину λg_n/4, аналогичный разнос имеют четные и нечетные изгибы, находящиеся справа от продольной оси. Такая конструкция позволяет получить взаимную компенсацию отражений на входе антенны как от элементов связи, так и от четных и нечетных 180-градусных изгибов ЛЗ, что обеспечивает полное устранение эффекта нормали.

Однако недостатком данного изобретения является тот факт, что при реализации широкоугольного сканирования луча через нормаль к апертуре антенны, требующего соответствующего увеличения диапазона рабочих частот, в точках диапазона, отстоящих от частоты нормали на относительно большом расстоянии как в сторону нижних, так и в сторону верхних частот возникает эффект ослепления антенны (резкое ухудшение согласования входа), подобный эффекту «нормали», который связан с синфазным сложением отражений от НО и 180-градусных изгибов на входе АРЧС, обусловленным фазочастотной характеристикой волновода ЛЗ.

Кроме того, построение ДМ на основе направленных ответвителей с элементами связи в общей узкой стенке 2-х параллельных волноводов (змейкового волновода и волноводного излучателя) приводит к необходимости конструктивного исполнения антенны в виде 3-х составных частей, что усложняет конструкцию, ухудшает массогабаритные характеристики и увеличивает трудоемкость изготовления.

Задачей, на решение которой направлено данное изобретение, является достижение высоких характеристик АРЧС за счет обеспечения согласования во всем рабочем диапазоне частот при широкоугольном сканировании луча через нормаль к апертуре антенны, а также существенное упрощение конструкции ДМ.

Сущность предлагаемого изобретения заключается в следующем.

В АРЧС, которая представляет собой плоскую решетку линейных волноводно-щелевых излучателей, соединенных с многоканальным ДМ, состоящим из НО и ЛЗ в виде змейкового прямоугольного волновода, канал которого свернут в E-плоскости и имеет ортогональные продольной оси делителя прямолинейные участки и два 180-градусных изгиба, образующих S-образный виток, производится нарушение периодичности геометрии за счет смещения элементов связи НО и S-образных витков ЛЗ в направлении, параллельном прямолинейным участкам относительно продольной оси делителя на расстояния, изменяющиеся по закону, определенному на основании разработанного алгоритма минимизации КСВН на входе антенны в рабочем диапазоне частот.

Данный алгоритм предназначен для имитационного моделирования частотной характеристики КСВН на входе АРЧС при известном уровне отражений от периодических неоднородностей ДМ (элементов связи НО и S-образных витков ЛЗ) с учетом формируемого в плоскости частотного сканирования амплитудно-фазового распределения (АФР). Программная реализация алгоритма выполнена в среде MathCAD на основе следующих соотношений, предназначенных для аналитического описания параметров конструкции и электрических характеристик модели АРЧС.

Рабочий диапазон частот в дискретном виде:

где и f_h - соответственно, крайние нижняя и верхняя частоты рабочего диапазона; М - количество частотных точек диапазона; m=1,2…М.

Длина S-образного витка (периода) ЛЗ:

где λg_n - длина волны в ЛЗ на частоте f_n (частоте нормали), соответствующей формированию луча ДН в направлении нормали к апертуре АРЧС; n_λ - количество длин волн λg_n на частоте нормали, образующих длину S-образного витка ЛЗ.

Амплитудное распределение (АР), формируемое на выходах ДМ:

где N - количество выходов ДМ; n=1,2…N; p и g - варьируемые коэффициенты, определяющие форму АР.

Нормированное распределение мощности, формируемое на выходах ДМ:

Мощность, распространяющаяся в n-м периоде ЛЗ:

где n=2, 3 … N; - мощность, распространяющаяся в 1-м периоде ЛЗ после 1-го НО; αs=α⋅S - потери мощности в одном периоде ЛЗ; α - погонные потери в ЛЗ в дБ/м.

Коэффициенты связи направленных ответвителей ДМ:

где n=2, 3 … N; Cf₁=101(P₁⋅η), - коэффициент связи 1-го НО ДМ; η - коэффициент полезного действия (КПД), определяемый потерями мощности в ДМ. В случае отсутствия в составе ДМ оконечной нагрузки Cf_N = 0 дБ.

Амплитуда коэффициента отражения от n-й периодической неоднородности (НО или S-образного витка) ДМ:

где R_n - КСВН n-й периодической неоднородности ДМ, для НО R_n=Rc_n, для S-образных витков ЛЗ R_n=Rb_n.

Мощность, распространяющаяся в n-м периоде ЛЗ ДМ:

где n=2, 3 … N; Pt₁ = 1 - мощность на входе АРЧС.

Мощность, отраженная от n-й периодической неоднородности ДМ:

Мощность, отраженная от n-й периодической неоднородности и пришедшая на вход АРЧС (с учетом ослабления при прохождении через НО ДМ при обратном распространении):

где n=2, 3 … N; Ре₁ = Ph₁ мощность, отраженная от 1-й неоднородности.

Фаза коэффициента отражения от n-й периодической неоднородности ДМ:

где λg_m - длина волны в ЛЗ, соответствующая m-й частотной точке f_m рабочего диапазона, ϕ₀ - начальная фаза коэффициента отражения.

В соответствии с принципом суперпозиции суммарный коэффициент отражения на входе АРЧС в m-й частотной точке:

где

КСВН на входе АРЧС в m-й частотной точке:

Согласно принципу суперпозиции результирующий КСВН на входе АРЧС в m-й частотной точке может быть вычислен в соответствии с формулой:

где Гс1_m - рассчитанный в соответствии с выражением (12) суммарный коэффициент отражения на входе АРЧС от НО, аналогично Гb1_m - суммарный коэффициент отражения от S-образных витков ЛЗ, Δϕ_m - разность фаз, обусловленная физическим разносом Rs мест отражений от НО и S-образных витков ЛЗ.

Таким образом, используя в качестве исходных данных рабочий диапазон частот, уровень отражений от периодических неоднородностей и амплитудно-фазовое распределение, формируемое в плоскости частотного сканирования при выбранной конфигурации ЛЗ, может быть произведена расчетная оценка КСВН на входе многоэлементной АРЧС.

Для обеспечения согласования во всем рабочем диапазоне частот при широкоугольном сканировании луча через нормаль к апертуре антенны выполняется итерационная оптимизация геометрии ДМ, при которой производится нарушение периодичности его структуры за счет смещения каждого n-го элемента связи НО и S-образного витка ЛЗ в направлении, параллельном прямолинейным участкам канала змейкового волновода, относительно продольной оси делителя на расстояния ΔLc_n и ΔLb_n, соответственно, изменяющиеся по определенному закону, при котором обеспечивается минимальный уровень КСВН на входе АРЧС в рабочем диапазоне частот. В этом случае фаза коэффициента отражения от n-го НО (S-образного витка ЛЗ) с учетом выражения (11) может быть записана в виде:

Процесс оптимизации геометрии ДМ заключается в следующем. На первой итерации с помощью встроенных программных функций пакета MathCAD производится запись файла данных с определенным количеством (как правило, от 100 до 500) реализаций величин ΔLb_n и ΔLc_n, распределенных в n-м периоде ЛЗ по случайному равномерному закону в интервале ±λg_n/4, а также соответствующего каждой реализации рассчитанного с учетом выражения (13) максимального уровня КСВН от НО и S-образных витков ЛЗ на входе АРЧС. Затем осуществляется анализ записанного файла данных с целью отбора минимальных зафиксированных значений КСВН и соответствующих им реализаций величин ΔLb_n и ΔLc_n, которые для первой итерации обозначим как ΔLb1_n и ΔLc1_n. На второй итерации в файл данных добавляются реализации для ΔLb_n=ΔLb1_n+rb1_n и ΔLc_n=ΔLc1_n+rc1_n и максимальный уровень КСВН, соответствующий каждой из них. При этом величины rb1_n и rc1_n распределены по случайному равномерному закону в сокращенном интервале ±λg_n/8. Далее также выполняется отбор минимальных зафиксированных значений КСВН и соответствующих им реализаций величин ΔLb_n и ΔLc_n, которые на второй итерации обозначены как ΔLb2_n и ΔLc2_n. Далее аналогичным образом выполняются к итераций с двукратным сокращением на каждой последующей итерации интервала распределения величин rb2_n, rb3_n,…rbk_n, и rc2_n, rc3_n,…rck_n до ±λg_n/2^(k+l) .На каждой итерации производится нормировка отобранных реализаций ΔLb_n и ΔLc_n (в случае их выхода за пределы диапазона ±λg_n/4) путем сложения с величиной ±λg_n/2. Для обеспечения сходимости процесса необходимо выполнить, как правило, 5-7 итераций, при этом изменение максимального уровня КСВН на последней итерации происходит только в 3-м или 4-м знаке после запятой.

На основании анализа результатов, полученных при расчетах различных вариантов АРЧС с применением представленного алгоритма, было найдено аналитическое выражение для закона распределения элементов связи НО и S-образных витков относительно продольной оси ДМ, которое наиболее полно отвечает заявленным требованиям в части обеспечения согласования во всем рабочем диапазоне частот при широкоугольном сканировании луча через нормаль к апертуре антенны:

где ΔL - расстояние от n-го элемента связи НО (S-образного витка) до продольной оси ДМ; n - порядковый номер элемента связи (S-образного витка).

Сущность предлагаемого изобретения поясняется при помощи графического материала, где:

на фиг. 1 - представлена схема построения АРЧС;

на фиг. 2 - конструкция АРЧС;

на фиг. 3 - закон распределения элементов связи НО и S-образных витков относительно продольной оси ДМ АРЧС.

АРЧС (фиг. 1, фиг. 2) представляет собой плоскую эквидистантную решетку линейных излучателей (R₁, R₂ … R_N), разнесенных на расстояние d и возбуждаемых от входа (1) с помощью системы последовательного питания -многоканального ДМ бегущей волны, который построен на базе направленных ответвителей, включенных в ЛЗ (2) с периодом в виде S-образного витка, имеющего длину S. Отвод мощности из ЛЗ осуществляется с помощью элементов связи НО (3). К балансным плечам НО подключены поглощающие нагрузки (4). Продольная ось ДМ на фиг. 1 имеет позиционное обозначение (5), нормаль к апертуре антенны - (6). При этом положение луча ДН θ в пространстве (см. фиг. 1) зависит от фазовых соотношений электрических колебаний в излучателях и (если обозначить через λ длину волны в свободном пространстве, а через λ_g длину волны в ЛЗ) определяется исходя из следующего равенства:

где i - целое число. Соответственно,

Отличительной особенностью конструкции многоканального ДМ (фиг. 2), обеспечивающей практическую возможность реализации заявляемого изобретения, является то, что ответвление мощности из ЛЗ производится с помощью T-щелевых НО, которые по сравнению с другими известными типами НО позволяют выполнить разнос элементов связи относительно продольной оси ДМ и сохранить при этом эквидистантность решетки без нарушения фазового распределения на выходах делителя и дополнительного усложнения общепринятой схемы построения АРЧС с последовательным питанием излучателей. Кроме того, применение НО при построении ДМ позволяет производить оценку КСВН антенны без учета конечного уровня согласования линейных волноводно-щелевых излучателей, поскольку основная часть мощности, отраженной от излучателей рассеивается в балансных нагрузках.

Конструкция T-щелевого НО (3) представляет собой два параллельных прямоугольных волновода - первичного и вторичного, связанных с помощью двух щелей, одна из которых расположена параллельно, другая -перпендикулярно продольной оси волноводов (фиг. 2). Щели прорезаются в общей широкой стенке волноводов. Балансное плечо вторичного волновода сопряжено с одной стороны с волноводной поглощающей нагрузкой (4), с другой с волноводным изгибом на 90° в H-плоскости (10).

В отличие от прототипа заявляемая АРЧС (фиг. 2) предполагает реализацию конструкции ДМ (7) из 2-х составных частей - алюминиевых плит (8) и (9), в которых на станках с числовым программным управлением (ЧПУ) соответствующим образом фрезеруются волноводная топология -профиль волновода ЛЗ (2) и вторичных линий НО, окна связи НО (3), и вспомогательные элементы волноводной топологии: H-плоскостные волноводные изгибы (10), ступенчатые переходы. Стыковка плит производится вдоль плоскости, являющейся плоскостью симметрии внутренних волноводных каналов и проходящей через их широкую стенку. После сборки двух плит образуется волноводная топология ДМ (7), состыкованная по линии нулевых токов. Выходы ДМ сопрягаются с линейными волноводно-щелевыми излучателями (R₁, R₂ … R₅₄).

Для сравнительного анализа, поясняющего преимущества заявляемого варианта построения АРЧС перед аналогами, проведена расчетная оценка КСВН для модели антенны со следующими параметрами:

- рабочий диапазон частот антенны: от 2,7 ГГц до 2,85 ГГц (5,4%);

- количество выходов ДМ: N=54;

- анализируемый частотный диапазон: =2,68 ГГц, f_h=2,87 ГГц, М=1901;

- частота нормали: f_n=2,77 ГГц;

- тип волновода ЛЗ: прямоугольный (сечение а×b=62,4×17 мм);

- погонные потери в ЛЗ: α=0,07 дБ/м;

- количество длин волн на частоте нормали образующих длину S-образного витка ЛЗ: n_λ=2,5;

- коэффициенты, определяющие форму АР: р=0,19, g=1,65;

- КПД ДМ: η=79%;

- КСВН S-образных витков ЛЗ (Rb_n): распределен по случайному равномерному закону в интервале от 1,02 до 1,04;

- КСВН НО (Rc_n): распределен по случайному равномерному закону в интервале от 1,05 до 1,07;

- начальная фаза коэффициента отражения ϕ₀: распределена по случайному равномерному закону в интервале от 170° до 190°.

Схемы построения моделей и результаты расчетов приведены на рисунках, где:

на фиг. 4, а - представлена схема построения АРЧС, приведенная в литературе [1];

на фиг. 4, б, в - схемы построения АРЧС по патентам [2] и [3] соответственно;

на фиг. 5, а - частотная характеристика КСВН, рассчитанная в соответствии с выражениями (13), (14), с учетом (16) при ΔLb_n=ΔLc_n=0 для схемы построения АРЧС, показанной на фиг. 4, а;

на фиг. 5, б - частотная характеристика КСВН, рассчитанная в соответствии с выражениями (13), (14), с учетом (16) при ΔLb_n=0, ΔLc_n=(λg_n/8)⋅(-1)^n+l для схемы построения АРЧС, показанной на фиг. 4, б;

на фиг. 5, в - частотная характеристика КСВН, рассчитанная в соответствии с выражениями (13), (14), с учетом (16) при ΔLb_n=(λg_n/8)⋅[1-(-1)ⁿ⁺¹], ΔLc_n=(λg_n/8)⋅[1-(-1)ⁿ] для схемы построения АРЧС, показанной на фиг. 4, в;

на фиг. 5, г - частотная характеристика КСВН, рассчитанная в соответствии с выражениями (13), (14), с учетом (16) и (17) для заявляемого варианта построения АРЧС (фиг. 1).

Таким образом, достигаемый технический результат при реализации изобретения заключается в полном устранении эффекта нормали и обеспечении согласования во всем рабочем диапазоне частот при широкоугольном сканировании луча через нормаль к апертуре антенны, а также существенном упрощении конструкции ДМ.

Достоверность результатов (фиг. 5), полученных на основе представленного алгоритма оценки и минимизации КСВН в рабочем диапазоне частот, подтверждена электродинамическими расчетами компьютерных моделей ДМ, разработанных в соответствии со схемами (фиг. 1, фиг. 4, а-в), в специализированном программном пакете методом конечных элементов, а также положительными результатами испытаний экспериментальных образцов АРЧС (фиг. 1), изготовленных на предприятии-заявителе, что позволяет сделать вывод о соответствии критерию «промышленная применимость» для изобретения.

Технико-экономический эффект предложенного изобретения заключается в том, что в АРЧС осуществляется полное устранение эффекта нормали и обеспечивается согласование во всем рабочем диапазоне частот при реализации широкоугольного сканирования через нормаль к апертуре антенны, при существенном упрощении конструкции делителя мощности. Это позволяет расширить сектор сканирования и полосу рабочих частот, улучшить согласование, повысить коэффициент усиления и снизить трудоемкость изготовления антенны.