СПОСОБ АДАПТИВНОГО ЦИФРОВОГО ОБНАРУЖЕНИЯ СИГНАЛОВ

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в радиолокационной технике для обнаружения сигнала в условиях стационарной в пределах окна помехе.

Известен способ адаптивного цифрового обнаружения сигнала, заключающийся в том, что для каждого элемента разрешения формируют порог обнаружения на основе усреднения амплитуд сигналов в элементах разрешения, входящих в скользящее окно (ряд смежных элементов разрешения, в центре которого находится проверяемый элемент), причем для исключения влияния мешающих сигналов в скользящем окне вначале вычисляют порог цензурирования, а при вычислении порога обнаружения не учитывают те амплитуды, которые превысили порог цензурирования [1]. Под мешающими здесь понимаются сигналы того же типа, что и обнаруживаемый сигнал, но с другими значениями параметров. Эти сигналы оказываются в том же окне обнаружения. Следует отметить, что существенным является усреднение амплитуд, а не квадратов амплитуд (как предписывают классические методы [3]), поскольку это обеспечивает большую устойчивость к мешающим сигналам.

Недостатком данного способа являются значительные вычислительные затраты, обусловленные тем, что при условии слабой неоднородности помехи внутри скользящего окна нет необходимости пересчитывать порог обнаружения для каждого элемента разрешения, а достаточно однократно вычислить его для всех элементов внутри окна, т.е. осуществить переход к скачущему окну.

Наиболее близким к предлагаемому изобретению является способ, заключающийся в том, что осуществляют аналого-цифровое преобразование (АЦП) принятого сигнала, вычисляют корреляционные суммы выборки сигнала и опорных сигналов в элементах разрешения в области обнаружения, все множество элементов разрешения разбивают на подмножества смежных элементов - окна, вычисляют для каждого окна порог цензурирования V_c по формуле

где К_с - константа, величина которой выбирается исходя из уровня ложных тревог цензурирования;

N_w - количество элементов разрешения в окне;

A_n - значения амплитуд корреляционной суммы n-го элемента разрешения, вычисляют для каждого окна порог обнаружения V_d по формуле

где K_d - константа, величина которой выбирается исходя из уровня ложных тревог обнаружения;

M_c - множество номеров элементов разрешения в окне, для которых выполняется условие: A_n<V_c;

N_c - количество элементов в множестве М_с,

принимают решение о наличии сигнала в элементе разрешения при выполнении условия: A_n>V_d [2].

Недостатком данного способа являются значительные затраты вычислительных ресурсов, обусловленные выполнением операции извлечения квадратного корня при вычислении амплитуды корреляционной суммы для каждого элемента разрешения в случае, когда опорные сигналы представляют собой синфазную и квадратурную составляющие. Амплитуда A_n вычисляется по формуле A_n=(a

Цель изобретения - сокращение затрат вычислительных ресурсов при обнаружении сигнала в условиях стационарной в пределах окна помехе и наличии мешающих сигналов при параметрической стабилизации уровня ложных тревог.

Предлагаемый способ заключается в следующем.

Осуществляют аналого-цифровое преобразование сигнала, вычисляют комплексные корреляционные суммы выборки сигнала и опорных квадратурных сигналов в элементах разрешения в области обнаружения, все множество элементов разрешения разбивают на подмножества смежных элементов окна, вычисляют для каждого окна порог цензурирования V_c по формуле

вычисляют для каждого окна порог обнаружения V_d по формуле

принимают решение о наличии сигнала в элементе разрешения при выполнении условия: a

Новыми признаками, обладающими существенными отличиями, являются следующие:

1. Порог цензурирования вычисляют по формуле (3),

2. Порог обнаружения вычисляют по формуле (4),

3. Решение о наличии сигнала в элементе разрешения принимают при выполнении условия: a

Данные признаки обладают существенными отличиями, т.к. в известных способах не обнаружены.

Применение всех новых признаков позволит сократить затраты вычислительных ресурсов при обнаружении сигнала в условиях стационарной в пределах окна помехе и наличии мешающих сигналов при параметрической стабилизации уровня ложных тревог.

На фиг.1...3 приведены рабочие характеристики способов обнаружения; на фиг.4 - схема устройства обнаружения сигналов для реализации предлагаемого способа.

Пример оценки влияния отличительных признаков на технический результат.

В импульсно-доплеровских радиолокационных станциях (ИД РЛС) в одном канале дальности опорными являются гармонические сигналы, квадратурные составляющие которых сдвинуты по фазе на 90° [4]. Элементы разрешения по доплеровской частоте определяются значениями частот опорных сигналов, размещенных равномерно с шагом 1/Т, где Т - время когерентного накопления сигнала в пределах диапазона доплеровских частот целей. Для подавления боковых лепестков спектра сигналов выборочные значения опорных сигналов дополнительно умножаются на коэффициенты весового окна.

Все множество отсчетов доплеровских частот разбивается на непересекающиеся интервалы - окна размера N_w. Обнаружение производится независимо в каждом окне. Для стабилизации уровня ложного обнаружения требуется оценить среднеквадратическое отклонение (СКО) квадратурных составляющих корреляционных сумм, вызванных наличием шумов, по выборке значений корреляционных сумм в окне. Предполагается, что шумы носят гауссовский характер, а квадратурные составляющие корреляционных сумм распределены нормально с неизвестным и постоянным в пределах окна СКО σ.

Рассмотрим следующие статистики, используемые для оценки величины σ,

из них статистика S₁ соответствует классической оценке СКО по методу максимального правдоподобия, статистика S₂ используется в [1], S₃ - предлагается. Эффективность статистик будем оценивать нормированной величиной STD(S_I)/σ, I=1...3, где STD(.) - операция взятия величины СКО. В табл.1 приведены показатели эффективности, полученные путем математического моделирования по 40000 испытаниям.

Из табл. 1 следует, что эффективность статистик незначительно (в пределах десятых долей процента) уменьшается при переходе от S₁ к S₂ и S₃. В дальнейшем при рассмотрении показателей обнаружения будет показано, что ситуация изменяется на обратную при наличии мешающих сигналов.

Рассмотрим способы обнаружения с цензурированием выборки амплитуд корреляционных сумм, соответствующие трем статистикам оценки СКО шума.

Способ 1 (обнаружение по квадратам амплитуд). Порог цензурирования:

где F_c – вероятность ложных тревог цензурирования,

- поправка на размер выборки.

Правило цензурирования: a

Порог обнаружения:

где F_d - параметр вероятности ложных тревог обнаружения.

Правило обнаружения: a

Заметим, что здесь и далее значение F_d не равно вероятности ложных тревог Р_лт. Величина F_d подбирается методом математического моделирования для обеспечения требуемого уровня Р_лт. Отсутствие аналитического выражения объясняется двумя причинами: во-первых, наличием цензурирования и во-вторых, использованием при корреляционной обработке опорных сигналов с весовыми коэффициентами, что приводит к некоторой статистической зависимости отсчетов амплитуд в соседних элементах разрешения.

Способ 2 (обнаружение по амплитудам).

Порог цензурирования:

Правило цензурирования: .

Порог обнаружения:

Правило обнаружения:

Способ 3 - предлагаемый (обнаружение по модулям квадратур).

Порог цензурирования:

Правило цензурирования: .

Порог обнаружения:

Правило обнаружения: .

Показателем качества обнаружителя является рабочая характеристика, определяющая зависимость вероятности правильного обнаружения Р_по (или D) от отношения сигнал/шум (С/Ш) q при заданной вероятности ложных тревог Р_лт. В данном случае в рабочей характеристике дополнительно учитывается зависимость от количества мешающих сигналов.

На фиг.1, 2 и 3 пунктирными линиями представлены рабочие характеристики способов обнаружения 1, 2 и 3 соответственно для различного количества мешающих сигналов. Сплошной линией показаны теоретические кривые при известном СКО шума. Расчеты проводились методом математического моделирования по 5000 реализаций на одну точку зависимости. Параметры обнаружителей: P_лт=10^-6, N_w=64, F_c=0.03, F_d=4·10^-7, 2.5·10^-7 и 2·10^-7 для 1, 2 и 3-го способов соответственно. Опорные сигналы взвешивались окном Хэмминга. Амплитуды сигналов были распределены независимо по Рэлею с одним и тем же параметром. Рабочие характеристики рассчитаны для разного количества сигналов (целей) N_ц=1, 2 и 4 в одном окне (в эту величину входит как обнаруживаемый сигнал, так и мешающие сигналы). В теоретической кривой учтены потери от взвешивания выборки окном Хэмминга (1.35 дБ) и неточного совпадения частоты сигнала с частотным дискретом (0.55 дБ).

Из зависимостей на фиг.1...3 следует, что способ 1 незначительно превосходит остальные (на 1-2% в Р_по) при отсутствии мешающих сигналов (N_ц=1). Однако при N_ц=4 и значительном отношении С/Ш (q=30 дБ) проигрыш способа 1 в Р_по составляет 16%, что эквивалентно потере 6 дБ в отношении С/Ш. Рабочие характеристики способов 2 и 3 практически совпадают.

Таким образом, показано, что установка порогов по усредненным значениям амплитуд (а не квадратов амплитуд) является существенным признаком. Использование при установке порогов модулей квадратур вместо амплитуд практически не изменяет характеристики обнаружителей.

Сравнительная оценка вычислительных затрат предлагаемого способа и способа прототипа. Затраты вычислительных ресурсов измеряются в элементарных операциях (ЭО) типа умножения или сложения над действительными числами.

Определим вычислительные затраты прототипа и предлагаемого способа из формул способов 2 и 3 (см. выше). Порядок вычислений представлен в табл.2 и 3 соответственно, где C_q - затраты на вычисление квадратного корня одного числа. При определении затрат на вычисление порога обнаружения учитывалось, что из суммы амплитуд при цензурировании в среднем удаляется N_wF_c элементов. Полагалось, что затраты на взятие модулей действительных чисел намного меньше ЭО, т.к. связаны с отбрасыванием знакового разряда числа. Поэтому они в общей сумме затрат не учитывались.

Из табл.2 и 3 следует, что полные вычислительные затраты на один элемент разрешения составят C₁=6+C_q+F_c и C₂=7+2F_c для прототипа и предлагаемого способа соответственно. Сокращение вычислительных затрат определим величиной отношения C₁/C₂. Учтем, что величина F_c намного меньше единицы, а C_q>15 ЭО при программной реализации [6]. Окончательно получаем

C₁/C₂>3,

т.е. применение предлагаемого способа обнаружения сигнала в условиях стационарной в пределах окна помехе и наличии мешающих сигналов при параметрической стабилизации уровня ложных тревог позволяет сократить вычислительные затраты более, чем в три раза.

Техническая реализация способа возможна на основе устройства, представленного на фиг.4. Устройство состоит из блока АЦП 1, вычислителей корреляционных сумм 2, регистров модулей квадратур 3, регистров квадрата амплитуды 4, пороговых устройств 5, триггеров 6, ключей 7, сумматора 8, делителя 9, сумматора 10, блока возведения в квадрат 11, постоянного запоминающего устройства 12, умножителя 13, сдвигового регистра 14.

Устройство работает следующим образом. Обнаружение производится за три такта, которые задаются генератором тактовых импульсов (ГТИ). На первом такте на первые входы триггеров 6 подается управляющий импульс от ГТИ, устанавливающий выходы триггеров 6 в единицу. На вход блока АЦП 1 поступает аналоговый сигнал. Цифровые отсчеты сигнала поступают в вычислители корреляционных сумм 2, которые производят вычисление корреляционных сумм для элементов разрешения в окне. С первых выходов вычислителей корреляционных сумм 2 величины сумм модулей квадратур элементов разрешения , n=1...N_w, поступают на регистры модулей квадратур 3. Со вторых выходов вычислителей корреляционных сумм 2 величины квадратов амплитуд элементов разрешения +, n=1...N_w, поступают на регистры квадрата амплитуды 4. Данные из регистров модулей квадратур 3 поступают на первые входы ключей 7. На вторые входы ключей 7 с выходов триггеров 6 поступают единичные значения, что приводит к открытию ключей 7. С выходов ключей 7 суммы модулей квадратур элементов разрешения поступают на сумматор 8, на выходе которого образуется полная сумма модулей квадратур. С выходов триггеров 6 единичные значения поступают на входы сумматора 10, на выходе которого образуется величина N_w. На первый вход делителя 9 поступают данные с выхода сумматора 8, а на второй вход - с выхода сумматора 10. На выходе делителя 9 образуется нормированная на N_w полная сумма модулей квадратур, которая поступает на вход блока возведения в квадрат 11. С выхода блока возведения в квадрат 11 данные поступают на первый вход умножителя 13, на второй вход которого поступает константа К_c из постоянного запоминающего устройства 12. На выходе умножителя 13 образуется величина порога цензурирования V_c, которая поступает на первый вход сдвигового регистра 14. На второй вход сдвигового регистра 14 поступает управляющий импульс от ГТИ, что вызывает запись в регистр значения порога цензурирования V_c. С выхода сдвигового регистра 14 значение V_c поступает на вторые входы пороговых устройств 5. На первые входы пороговых устройств 5 поступают данные с выходов регистров квадрата амплитуды 4. На выходах пороговых устройств 5 образуются единичные значения, если , и нулевые значения в противном случае. С выходов пороговых устройств 5 данные поступают на вторые входы триггеров 6.

На втором такте на первые входы триггеров 6 подается управляющий импульс от ГТИ, устанавливающий на выходах триггеров 6 величины, равные инвертированным значениям вторых входов. Так, что на выходах триггеров 6 образуются единичные значения, если , и нулевые значения в противном случае. С выходов триггеров 6 данные поступают на вторые входы ключей 7. На выходе ключей 7 формируются величины , если , и нулевые значения в противном случае. На выходе сумматора 8 образуется цензурированная сумма модулей квадратур. На выходе сумматора 10 образуется величина N_c. Работа блоков 9...13 происходит аналогично первому такту, только на второй вход умножителя 13 поступает константа К_d из постоянного запоминающего устройства 12. На выходе умножителя 13 образуется величина порога обнаружения V_d, которая поступает на первый вход сдвигового регистра 14.

На третьем такте на второй вход сдвигового регистра 14 поступает управляющий импульс от ГТИ, что вызывает запись в регистр значения порога обнаружения V_d. С выхода сдвигового регистра 14 значение V_d поступает на вторые входы пороговых устройств 5. На выходах пороговых устройств 5 образуются единичные значения, если (обнаружение сигнала в n-ом элементе разрешения состоялось), и нулевые значения в противном случае (обнаружение сигнала не состоялось).

Таким образом, предлагаемый способ обнаружения сигнала в условиях стационарной в пределах окна помехе и наличии мешающих сигналов при параметрической стабилизации уровня ложных тревог позволяет сократить затраты вычислительных ресурсов при его реализации.

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ

1. Кузьмин С.З. Цифровая радиолокация. Введение в теорию. - Киев: Издательство КВiЦ, 2000, с.148, рис.6.5, с.151, рис.6.9 (аналог).

2. Заявка № OS 4041204. /VERFAHREN ZUR ADAPTIVEN SCHWELLWERTEINSTELLUNG. 26.06.92, №26 (прототип).

3. Обнаружение радиосигналов/П.С.Акимов, Ф.Ф.Евстратов, С.И.Захаров и др./Под ред. А.А.Колосова. - Радио и связь, 1989, стр. 90, рис. 6.4.

4. Многофункциональные радиоэлектронные комплексы истребителей./Под ред. Г.С.Кондратенкова. - М.: Военное издательство, 1994.

5. Куприянов М.С., Матюшкин Б.Д. Цифровая обработка сигналов: процессоры, алгоритмы, средства проектирования. - СПб.: Политехника, 1999.

6. Иванов В.В. Методы вычислений на ЭВМ: Справочное пособие. - Киев: Наукова думка, 1986, с.203.