Результат интеллектуальной деятельности: СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНЫХ СООБЩЕНИЙ С МНОГОПАРАМЕТРИЧЕСКОЙ АДАПТАЦИЕЙ К СОСТОЯНИЮ КАНАЛА СВЯЗИ И СИСТЕМА ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ

Изобретение относится к области техники передачи дискретных сообщений и может использоваться для построения автоматизированных комплексов и систем двухсторонней адаптивной КВ радиосвязи.

Из существующего уровня техники известна система автоматического управления коротковолновой связью (RU 2154910, 20.08.2000 [1]), построенная как автономный от канальной аппаратуры комплекс средств связи на основе ЭВМ, предназначенный для управления коротковолновой связью. Также известно, что наряду с известными техническими преимуществами КВ радиосвязь обладает выраженной экономической целесообразностью. Однако на ее применение существенное влияние оказывают недостатки.

К недостаткам КВ-радиосвязи относятся: резкое затухание сигнала на трассе радиосвязи, различный характер замирания сигнала, зависимость качества связи от времени суток, года и состояния ионосферы, ограниченный ресурс используемого диапазона частот, а также низкие скорости, достигаемые в стандартных каналах. Основной метод парирования этих недостатков - адаптация. Традиционной и наиболее распространенной является частотная адаптация, которая опирается на результаты зондирования ионосферы. Это, в свою очередь, открывает дорогу к многофакторной оптимизации комплексных многоцелевых систем связи, в том числе в Арктической зоне, где альтернативы такой комплексности просто нет.

В патенте [1] для тестирования КВ диапазона используют всего 9 фиксированных частот, и на основе передачи тестовых дискретных сообщений, аналогичных по используемых структурам методам кодирования и модуляции реальной передаваемой информации комплекс адаптирует работу канальной аппаратуры к суточной динамике изменения состояния ионосферы и радиопомехам. Используя свойство инерционности ионосферы и контролируя динамику сигналов корреспондента на отдельных рабочих частотах (ОРЧ), комплекс прогнозирует время возникновения постоянных отказов и заблаговременно, еще до возникновения отказа, перестраивает средства связи обеих корреспондентов на новые оптимальные частоты.

Недостаток способа заключается в ограниченном числе выделенных ОРЧ для мониторинга состояния радиоканалов КВ связи. Также к числу недостатков следует то, что в нем не предусмотрено использование многоканальных радиоприемных устройств для сокращения времени вхождения в связь.

Также известен способ передачи дискретных сообщений с многопараметрической адаптацией (RU 2300843, 10.06.2007 [2]). Данный способ передачи дискретных сообщений с многопараметрической адаптацией основан на процедуре вхождения в связь, первоначальном обмене сообщениями с применением кодов с наибольшей корректирующей способностью в каждом из направлений радиолинии по текущим основным сообщениям, обмене основными сообщениями в каждом направлении радиолинии, при этом в специально выделенные интервалы времени или в свободное от передачи основных сообщений время передают специальные последовательности, максимально чувствительные к параметрам канала передачи сообщений и его изменениям, анализируют эти последовательности при приеме, по результатам их анализа и с учетом других данных о состоянии канала передачи сообщений выбирают код и параметры перемежения сигналов и передают своему корреспонденту наряду с кодами параметры перемежения сигналов.

Недостаток способа [2] заключается в использовании для зондирования канала тех же самых приемных и передающих средств, что и для ведения радиосвязи. При этом используемая технология зондирования канала сопровождается перерывами в связи. Кроме того, в способе [2] также как и в способах-аналогах, не предусмотрено использование многоканальных радиоприемных устройств для сокращения времени вхождения в связь.

Также недостаток способа заключается в значительном увеличении времени на первоначальный обмен основными сообщениями. Для этого предполагается применение помехоустойчивых кодов с наибольшей корректирующей способностью в каждом из направлений радиолинии. Но достижение наибольшей корректирующей способности требует введения большой избыточности в виде контрольных (проверочных) символов, что при ограниченной пропускной способности радиоканалов требует увеличения времени для оценки их качества.

Известен «Способ передачи дискретных сообщений с адаптацией по частоте», RU 2598993, МПК H04L 1/16, МПК H04L 25/40 [3], основанный на процедуре вхождения в связь, первоначальном обмене сообщениями в каждом из направлений радиолинии, оценке состояния каналов передачи сообщений в каждом направлении радиолинии, выборе сигнально-кодовой конструкции, передаче сообщения о выбранной сигнально-кодовой конструкции своему корреспонденту, обмене основными сообщениями в каждом направлении радиолинии, отличающийся тем, что оценку соотношения сигнал/шум на текущей рабочей частоте в процессе передачи сообщений формируют радиомодемом, осуществляющим демодуляцию и декодирование сигнала, и передают в контроллер радиолинии, управляющий режимом работы аппаратуры ЛЧМ зондирования, получая от нее информацию о состоянии ионосферы в виде оценок текущего соотношения сигнал/шум на всех выделенных для проведения сеанса связи частотах, кроме используемой радиомодемом, ранжируют назначенные вызывные частоты в порядке уменьшения их благоприятности для связи и начинают передачу вызова с наиболее благоприятной частоты, используя для приема вызова многоканальное радиоприемное устройство, прослушивающее одновременно все вызывные частоты, далее команды на адаптацию по частоте передают и принимают с использованием передающих и приемных средств аппаратуры ЛЧМ зондирования каждого из корреспондентов.

Кроме того, в [3] заявлен «Способ передачи дискретных сообщений с адаптацией сигнально-кодовой конструкции и размера сообщения», основанный на процедуре вхождения в связь, первоначальном обмене сообщениями в каждом из направлений радиолинии, оценке состояния каналов передачи сообщений в каждом направлении радиолинии, выборе сигнально-кодовой конструкции, передаче сообщения о выбранной сигнально-кодовой конструкции своему корреспонденту, обмене основными сообщениями в каждом направлении радиолинии, отличающийся тем, что оценку соотношения сигнал/шум и интервала корреляции замираний на текущей рабочей частоте осуществляют радиомодемом и передают в контроллер радиолинии, который оценивает соответствие текущей сигнально-кодовой конструкции и размера сообщения фактическому состоянию канала связи и в случае их несоответствия рассчитывает оптимальные значения сигнально-кодовой конструкции и размера сообщения и осуществляет моделирование ситуации применения данных параметров, при этом команды на адаптацию по сигнально-кодовой конструкции и размеру сообщения передают и принимают с использованием передающих и приемных средств аппаратуры ЛЧМ зондирования каждого из корреспондентов.

На фиг. 1 представлена схема системы радиосвязи, реализуемой при использовании изобретения [3], где использованы следующие обозначения: 1 - приемопередающая аппаратура; 2 - контроллер радиолинии; 3 - ЛЧМ аппаратура; 4 - радиомодем. На фиг. 1 также использованы следующие обозначения: 5 - команды на смену частоты; 6 - данные о качестве выделенных радиоканалов; 7 - данные о качестве используемого радиоканала; 8 - команды на смену сигнально-кодовой конструкции; 9 - передача данных мониторинга радиоканалов; 10 - команды на адаптацию; 11 - ведение радиосвязи.

Работа известной системы радиосвязи заключается в следующем.

Для передачи дискретных сообщений с многопараметрической адаптацией контроллер радиолинии 2 посредством приемопередающей аппаратуры 1 производит процедуру вхождения в связь. При этом передача вызова начинается с наиболее благоприятной частоты из проранжированного по данным аппаратуры ЛЧМ зондирования 4 имеющегося списка частот. Прием вызова осуществляется многоканальным приемным устройством из состава приемопередающей аппаратуры 1 приемной стороны при любом порядке следования вызывных частот. После входа в связь производят обмен сообщениями и в ходе обмена посредством радиомодемов 3 осуществляют оценку состояния каналов передачи сообщений в каждом направлении радиолинии. По результатам оценки состояния каналов передачи сообщений контроллер радиолинии 2 на каждой стороне принимает решение о необходимости проведения многопараметрической адаптации.

Адаптация по частоте осуществляется следующим образом. Оценку соотношения сигнал/шум на текущей рабочей частоте в процессе передачи данных формирует радиомодем, осуществляющий демодуляцию и декодирование сигнала. Полученное значение оценки передают в контроллер радиолинии 2. Контроллер радиолинии 2 управляет режимом работы аппаратуры ЛЧМ зондирования 3, получая от нее информацию об оценках текущего соотношения сигнал/шум на всех выделенных для проведения сеанса связи частотах, кроме той, что используется радиомодемом. В том случае, если текущая рабочая частота не обеспечивает максимальную скорость передачи данных, поддерживаемую радиомодемом, и по данным ЛЧМ зондирования имеется частота, способная обеспечить большую скорость передачи данных, осуществляют моделирование ситуации перехода на данную частоту.

В том случае, если по результатам моделирования время доведения сообщения сокращается при переходе с текущей рабочей частоты на более оптимальную, выявленную по данным аппаратуры ЛЧМ зондирования, то реализуют соответствующий переход. Команды на адаптацию передают и принимают с использованием передающих и приемных средств аппаратуры ЛЧМ зондирования каждого из корреспондентов.

Адаптацию по сигнально-кодовой конструкции осуществляют следующим образом. Оценка соотношения сигнал/шум и интервала корреляции замираний на текущей рабочей частоте осуществляется радиомодемом и передается в контроллер радиолинии. Контроллер радиолинии оценивает соответствие текущей сигнально-кодовой конструкции и размера пакета данных фактическому состоянию канала связи, в случае их несоответствия рассчитывает оптимальные значения указанных параметров и осуществляет моделирование ситуации применения данных параметров.

В том случае, если по результатам моделирования время доведения сообщения сокращается при переходе к оптимальным расчетным значениям размера пакета данных и сигнально-кодовой конструкции, то осуществляется соответствующий переход.

Команды на адаптацию передают и принимают с использованием передающих и приемных средств аппаратуры ЛЧМ зондирования каждого из корреспондентов.

Техническим результатом является существенное сокращение длительности сеанса связи, достигаемое как за счет сокращения времени вхождения в связь, так и за счет сокращения времени передачи сообщения.

Недостаток известных способов и способа [3], в частности, заключается в том, что в них не учитываются новые возможности и технологии помехоустойчивого кодирования информации и модуляции передаваемых сигналов. Некоторые из них относятся к числу нетрадиционных (нестандартных), поскольку ориентированы на использование еще одной ступени адаптации - адаптации к специфическим особенностям передаваемой информации.

В настоящее время появились и активно развиваются новые информационные технологии, в которых в качестве наименьшего элемента-молекулы, сохраняющего семантические свойства передаваемой информации, используют не целые сообщения, представленные N=2n-разрядными кодовыми словами, а их кодовые сегменты-полуслова. В соответствии с основной когнитивной (знание порождающей) математической моделью нетрадиционного представления данных и сообщений это могут быть образы-остатки b_1i и b_2i, которые получают в результате операции, эквивалентной арифметическому делению значения исходного значения передаваемых дискретных данных и сообщений X_i, где i=1, 2, … k - их последовательность, на специально выбранные модули сравнения m₁=2ⁿ-1 и m₂=2ⁿ+1 (RU №2586605 [4]). Такое представление, а также другие замещающие структурно-кодовые способы (RU №2586833 [5], RU №2609747 [6], RU №2649291 [7]), используют для достижения комплексного положительного технического эффекта безызбыточного и малоизбыточного помехоустойчивого кодирования, а также для перехода к новым модуляционным кодовым конструкциям.

Подводя краткий итог, следует отметить, что известны «Способы передачи информации» (RU №2586605 [4], RU №2586833 [5], RU №2609747 [6], RU №2649291 [7]), в которых использованы нетрадиционные представления дискретных сообщений образами-остатками [4] и замещающими их информационными технологиями [5-7].

Дополнительное экономное безызбыточное [5,6] и малоизбыточное [4,7] помехоустойчивое кодирование также представляют как и при использовании способа [4,7] структурно-алгоритмическое преобразование первого этапа (САП-1). При этом для отображения различий между применяемыми способами САП-1 принято дополнение в виде соответствующих букв. Так, обозначение «САП-1» в способе [4] дополняют буквой «о» (остатки). Для обозначения структурно-алгоритмических преобразований первого этапа (САП-1), которые является эквивалентными по отношению к САП-1 (о), используют следующие буквенные дополнения:

1) САП-1(эп), где «э» обозначает, что операция принадлежит к числу «эквивалентных», а буква «п» определяет операции, связанные с разделением исходных кодовых слов X_i=<a_cmi, a_млi>₂, на старшее (a_cmi) и младшее (а_млi) полуслова с последующей их перестановкой местами с получением результата дополнительного кодирования в виде: C_i=<а_млi, a_cmi>₂ [6];

2) САП-1(эу), где буква «у» означает умножение X_i=<a_cmi, a_млi>2 на выбранное минимальное кодовое расстояние d_min с последующим нахождением остатков C_i≡X_i×d_min (mod 2^N), где N - число двоичных разрядов в кодовом слове (сообщении) X_i [5].

Однако отсутствие внутренней избыточности в передаваемой информации оказывает существенное влияние на показатели эффективности безызбыточных и малоизбыточных помехоустойчивых кодов. Внутренняя избыточность представляет собой тот новый резерв, который предлагается использовать для повышения эффективности КВ-связи. В результате этого, помимо известных способов адаптации КВ-связи, предусматривающих переход на другие, более благоприятные для передачи информации, каналы, разнесенные по частоте, и замену одних сигнально-кодовых конструкций другими, более подходящими [3], появляется и новый тип адаптации. Это адаптация к специфическим особенностям передаваемой информации, проявляющимся, в частности, в виде существования корреляционной взаимосвязи между передаваемыми сообщениями. При этом внутренняя избыточность в отдельных видах передаваемой информации присутствует всегда (измерительной, командно-управляющей, потокового видео), а в других - фрагментарно. Внутренней избыточностью, как известно, обладает речевая и текстовая информация. Но теория связи рассматривает и модели, когда внутренняя избыточность в передаваемых сообщениях отсутствует. Но нужно понимать, что это идеализированные модели, используемые при научных исследованиях в определенных целях. Они мало подходят к тому, с чем приходится сталкиваться на практике.

Также для того, чтобы компенсировать уменьшающуюся эффективность систем связи при использовании алгоритмов САП-1 в случаях уменьшения внутренней избыточности в передаваемой информации, разработаны «Способы передачи информации с использованием замещающего логического троичного помехоустойчивого кода» (RU №2475861 [8], RU №2480840 RU [9], RU №2581774 [10], RU №2706931 [11], RU №2724794 [12], RU №2739335 [13], RU №2735419 [14], RU №2755640 [15].

Их использование также приводит к безызбыточному помехоустойчивому кодированию. Но основу достижения такого эффекта, составляет не использование внутренней избыточности передаваемой информации, а переход от традиционного двоичного представления передаваемой информации к более экономичному специальному троичному кодированию. Известно, что троичная система счисления относится к числу наилучших, поскольку каждый из передаваемых символов несет, в среднем в k=log₂3=1,6 больше информационной нагрузки по сравнению с двоичным кодом. Кроме того, троичная система кодирования является функционально более полной. Однако до сих пор считалось, что для ее применения необходима и элементная база радиотехнический и радиоэлектронных систем, имеющая не два, а три устойчивых состояния.

Появление патентов [8-15] свидетельствовало о том, что специальное логическое троичное кодирование может быть реализовано и при использовании обычной двоичной логики, из-за чего его следует рассматривать как наиболее перспективную информационную технологию, позволяющую существенно повысить эффективность существующих телекоммуникационных систем и систем КВ-связи, в частности.

Сущностные характеристики заявляемого изобретения, относящегося к КВ-связи с многоканальными приемниками заключаются в том, чтобы оценивать качество канала связи в процессе передачи самой информации, в том числе, и без использования специально организованных зондирующих кодовых конструкций, пакетов данных и сигналов. При использовании для передачи информации значений образов-остатков и других замещающих структурно-кодовых конструкций, составляющих основу патентов [4-7] такую возможность обеспечивает передача по каналам связи информации, которая обладает внутренней избыточностью. Известно, что наибольшей внутренней избыточностью отличается, например, передача изображений. Их особенность заключается в наличии корреляционных взаимосвязей между соседними сообщениями и пикселями. В этом случае при использовании безызбыточного помехоустойчивого кодирования обеспечивают возможность обнаружения и исправления ошибок передачи (см. RU №2658795 [16]). В предполагаемом изобретении количество обнаруженных и исправленных ошибок используют еще и по новому назначению - для мониторинга качества радиоканала.

Для контроля качества радиоканала при передаче других типов информации используют замещающий логический троичный помехоустойчивый код (патенты [10-15]). Его особенность заключается в том, что он объединяет в себе технологии синтаксического сжатия и помехоустойчивого кодирования с обнаружением ошибок передачи на уровне дублирующих троичных символов S_i(T_i), i=0,1,2, где S_i - амплитудная импульсная модуляция (АИМ) с тремя разрешенными позициями (АИМ-3), a T_i - широтно-импульсная модуляция (ШИМ-3). В результате этого формируют последовательность передаваемых сигналов на основе следующего правила: «импульсы, принимающие при кодировании три разрешенных значения амплитуды, - соответствующая пауза между ними, длительность которой дублирует три разрешенных значения амплитуды». В результате этого паузы дублируют соответствующие импульсные сигналы S_i, i=0,1,2 следующими значениями интервалов времени между ними: Т₀, 1,5Т₀ и 2Т₀, где Т₀ - длительность двоичных символов «1» и «0» исходного двоичного кода, которым первоначально представлены сообщения, подлежащие передаче. Формируемые паузы, принимающие значения Т₀, 1,5Т₀ и 2Т₀, больше длительности исходных длительностей Т₀ исходного двоичного кода, благодаря чему обеспечивают синтаксическое сжатие передаваемых сигналов, которое, в среднем, оценивается коэффициентом k=log₂3=1,6. В результате этого и фактическая скорость передачи информации также может быть повышена в 1,6 раза при неизменной пропускной способности радиоканала.

Для детального пояснения сути дополнительного кодирования на основе структурно-алгоритмических преобразований первого этапа (САП-1) использованы обозначения, которые были приняты в патентах [4-9]: ПСАП-1 - прямое САП-1, используемое на передающей стороне при кодировании, и ОСАП-1, под которым понимается обратное структурно-алгоритмическое преобразование первого этапа, которое применяют при декодировании переданных сообщений.

Особенность операции обратного структурно-алгоритмического преобразования первого этапа (ОСАП-1) заключается в том, что в отличие от существующей практики передачи информации при приеме используют два режима декодирования сообщений, условно называемые «жесткий» и «мягкий».

На фиг. 2 представлена система, реализующая предлагаемый способ. От схемы системы реализации способа-прототипа [3] она отличается введением адаптивного декодера 5, структурная схема которого представлена на фиг. 3. В отличие от схемы способа-прототипа, приведенной на фиг. 1, появились и новые обозначения входов/выходов: 14 - команды на смену частоты; 15 - вход декодера; 16 - результаты приема откорректированных сообщений после обнаружения и исправления ошибок передачи; 17 - оценки сигнал/шум и сигнал/помеха, сформированные на основе количества обнаруженных ошибок.

Новый тип адаптации, таким образом, характеризуется еще и тем, что в нем объединены в согласованную систему функционирования два типа декодеров сообщений: «жесткий» и «мягкий».

В отличие от подобных математических аналогов, известных, например, как прямое и обратное преобразования Фурье (ППФ и ОПФ) [17, 18], обратное структурно-алгоритмическое преобразование (ОСАП-1) имеет два вида, что отражено на фиг. 3: универсальное УОСАП-1, отождествляемое с понятием «жесткого» декодирования (на фиг. 3 соответствующий блок обозначен цифрой 18), и частное ЧОСАП-1, которое определяют как «мягкое» декодирование принятой и обрабатываемой информации (на фиг.3 данный блок обозначен цифрой 19).

При этом алгоритм «жесткого» декодирования, реализованный в блоке 18 (фиг. 3), применим всегда, независимо от свойств передаваемой информации, но при этом в соответствии с законами Природы «за универсальность приходится расплачиваться потерями эффективности», что проявляется в отсутствии возможности обнаружения и исправления ошибок передачи данных.

Алгоритм ЧОСАП-1, реализованный в блоке 19 «мягкого» декодирования сообщений, (фиг. 3) позволяет использовать естественную избыточность передаваемых цифровых данных для обнаружения и исправления ошибок передачи информации при ее приеме и обработке. В изобретениях [4-9] он один и тот же (универсальный), определяемый следующей последовательностью операций:

1) из принятых сообщений (C_i), дополнительно закодированных на передающей стороне с использованием алгоритмов САП-1 при любом из алгоритмов дополнительного кодирования [4-9] формируют группы из 4-х и более значений, границы которых определяют на основе неравенства следующего вида: ΔC_i=|C_i-C_i+1|≥0,8×2^N, где N - количество бит в сообщении;

2) определяют в каждой из выделенных групп инвариант в виде «группового свойства равноостаточности»: ξi≡Ci (mod d_min), которое при отсутствии ошибок передачи принимает определенное постоянное значение (ξ_i^{(группы)}=Const);

3) в реальных условиях приема информации на фоне помех строят гистограмму распределения значений равноостаточности, определяют наиболее часто встречающееся значение ξ_i^{(группы)} - моду распределения Мо[ξ_i^{(группы)}], которую принимают за своеобразный эталон приема закодированных значений C_i без ошибок

При этом не выполнение условия инвариантности (в виде отличия отдельных значений ξ_i* от моды распределения Мо[ξ_i^{(группы)}]) связано с ошибками приема закодированных сообщений C_i*: C_i*=C_i±Δc_i, где Δc_i-значение ошибки. Закодированные сообщения C_i*, принятые с ошибками Δc_i, идентифицируют по значению индекса «i» и исправляют (при этом корректирующую способность определяют на основе известного в теории помехоустойчивого кодирования неравенства: d_min≥2t_u+t_o+1, где t_u и t_o - количество исправляемых и обнаруживаемых ошибок передачи).

Естественная избыточность цифровых данных во многих системах передачи данных (СПД) является следствием применения теоремы В.А. Котельникова о дискретизации, в соответствии с которой интервалы (ΔT) между опросами аналогового параметра или сигнала X_i определяют как обратное отношение к значению удвоенного значения спектральной составляющей наибольшей частоты (2F_max)X_i [17, 18]:

Поскольку вероятность появления частотной составляющей F_max на достаточно малом интервале времени Δτ≥3ΔТ незначительна по величине, то выбранное значение интервалов ΔT для других спектральных составляющих F_i спектра параметра или сигнала оказывается малым, что проявляется в корреляционной взаимосвязи соседних значений сообщений или слов-измерений (X_i-1, X_i и X_i+1). В телеметрии эта составляющая внутренней избыточности составляет, в среднем, 90% [18]. При передаче других видов информации, например, речевой, акустической, потокового видео или навигационной она также значительна [17]. Поэтому для решения новой задачи - реализации мониторинга состояния каналов радиосвязи предлагается одновременное использование двух режимов декодирования принимаемых цифровых сигналов УОСАП-1 и ЧОСАП-1 (фиг. 3). Такое решение позволит реализовать дополнительный тип адаптации КВ-связи, основу которого составляет учет особенностей передаваемой информации, проявляющейся в виде наличия внутренней избыточности.

На фиг. 3 представлена структурная схема адаптивного декодера сообщений, на которой использованы следующие обозначения: 18 - универсальный («жесткий») декодер принятых сообщений УОСАП-1 (з), где (з) означает использование различных алгоритмов восстановления исходных значений X_i; 19 - «мягкий» декодер принятых сообщений ЧОСАП-1, который является общим при использовании различных алгоритмов ПСАП-1. Как следует из представленной на фиг. 3 схемы функционирования блока декодеров 5 (фиг. 2) «мягкий» декодер принятых сообщений ЧОСАП-1, работает, в общем случае, под управлением «жесткого» декодера (фиг. 3) и обеспечивает возможность обнаружения и исправления ошибок передачи значений X_i. В «жесткий» декодер 18 принятых сообщений входят: приемник 20 преобразованных (дополнительно закодированных) данных C_i для восстановления следующих значений: 1) образов-остатков C_i^(о)=<b_3i, b_1i>₂ при САП-1 (о) [4]; 2) полуслов C_i^(эп)=<a_млi, a_cmi>₂ при САП-1(эп) ([5]), а также значений C_i^(эу)=≡X_i×d_min (mod 2^N) при САП-1(эу), где N - число двоичных разрядов в кодовом слове (сообщении) X_i [6]. Также в «жесткий» декодер 18 принятых сообщений входит блок 21, осуществляющий выбор необходимого алгоритма «жесткого» декодирования принимаемых сообщений C_i^(o), C_i^(эп) и C_i^(эу); блок 24 принятия решения, выдачи результатов «жесткого» декодирования принимаемых сообщений и передачи управления на подключение «мягкого» декодера 19 принятых сообщений C_i. Универсальность используемого алгоритма «мягкого» декодера 19 сообщений проявляется в том, что является единым для декодирования принятых сообщений C_i^(о), C_i^(эп) и C_i^(эу), которые обобщенно могут рассматриваться как C_i. «Мгкий» декодер 19 сообщений содержит: блок 23 выделения из принятого потока данных C_i, обладающих инвариантными групповыми свойствами равноостаточности и блок 25 обнаружения и исправления ошибок передачи. Блок 26 формирования выходного потока данных и качества канала связи, входящий в состав адаптивного декодера 5 сообщений (фиг. 2 и 3), выполняет следующие операции: 1) формирования на выходе 16 (фиг. 2 и 3) объединенного потока декодированных исходных сообщений X_i, которые были представлены на передающей стороне источником информации; 2) подсчета количества обнаруженных и исправленных сообщений, результаты которого поступают на выход/вход 17 (фиг. 2 и 3).

В отличие от алгоритма «мягкого» декодера 19 сообщений, который является единым для САП-1 (о), САП-1(эп) и САП-1(эу), соответствующие алгоритмы «жесткого» декодера 18 сообщений, реализованные в блоке 21 отличаются друг от друга.

При САП-1(эп) [5] реализуют наиболее простой алгоритм «жесткого» декодирования (1). Его суть составляет обратная перестановка, заключающаяся в смене позиционных мест, занимаемых старшими и младшими полусловами (их возвращают на свои исходные позиции):

При САП-1(эу) алгоритм «жесткого» декодирования определен в [5]:

где X_i - исходное значение сообщения,

C_i - результат дополнительного кодирования исходного сообщения с использованием алгоритма ПСАП-1(эу),

d_min - коэффициент умножения, определяющий минимальное кодовое расстояние,

Ш=2^N - размер шкалы представления значений N - разрядным двоичным кодом.

Реализация режима «жесткого» декодирования при дополнительном кодировании C_i=<b_3i, b_1i>₂ с использованием образов-остатков b_3i, b_1i (ПСАП-1(о)) предполагает использование адаптивного алгоритма конструктивной теоремы об остатках (КтТО) (3) [4].

Для его применения необходимы следующие исходные данные: знак разности Δ=b_1i-b_3i и условия ее делимости на n типа: n/Δ или n/(νm_i±Δ), где n=|m₁-m₃| - абсолютная разность между модулями сравнения. Адаптивность алгоритма (2) проявляется в том, что число параллельных звеньев вычислений в алгоритме (2) всегда на единицу больше n, следовательно, сложность обратного восстановления (декодирования) сообщений зависит от соответствующего выбора модулей сравнения m₁ и m₃.

Таким образом, предлагаемым выбором оптимальных модулей сравнения m₁=2ⁿ-1 и m₃=2ⁿ+1 достигается, кроме прочего, и упрощение алгоритма «жесткого» декодирования, поскольку n=|m₁-m₃|=2. А это означает, что число звеньев (ν) адаптивного алгоритма КтТО равно 3: ν=3.

где х - восстанавливаемое исходное значение сообщения; m_i - модули сравнения, где i для упрощения смысла записи принимает значения: i=1,2; b_i - образы-остатки, Δ=(b₁-b₂) - разность между остатками, при которой первым является остаток по меньшему модулю сравнения из m_i(i=1,2), обозначения nΔ и n/Δ - читаются, как Δ не делится на n без остатка и Δ делится на n без остатка, соответственно. Обозначение n/(km_i±Δ) означает, что (km_i±Δ) делится на n без остатка.

При n=|m₁-m₂|=1 и n=|m₂-m₃|=1 адаптивный алгоритм КтТО будет наиболее простым, так как число звеньев (ν) будет равно 2: ν=2. Такая возможность появляется при восстановлении исходных значений слов или сообщений X_i. Дело в том, что остаток b_2i от деления X_i на модуль m₂=2ⁿ будет равен значению младшего полуслова (a_млi): b_2i=a_млi. В результате этого передавали два образа-остатка b_3i и b_1i, из которых составлено новое сообщение C_i, но при восстановлении X_i получили еще один b_2i=a_млi. В итоге, система остаточных классов (СОК) стала более представительной: помимо остатков b_3i(mod(2ⁿ+1)) и b_1i(mod(2ⁿ-1)) появляется еще и третий остаток - b_2i(mod 2ⁿ)=а_млi.

Работа адаптивного декодера сообщений 5 (фиг. 2 и 3) заключается в следующем. Особенность функционирования блока 21 заключается в том, что в его памяти также записаны алгоритмы «жесткого» декодирования принимаемых сообщений С„ соответствующие другим принятым на передающей стороне моделям дополнительного помехоустойчивого кодирования ПСАП-1(эп) и ПСАП-1(эу), эквивалентным в плане повышения помехозащищенности передачи данных алгоритму ПСАП-1(о).

При САП-1 (о) блок 21, как было показано выше, осуществляет выбор адаптивного алгоритма конструктивной теоремы об остатках (КтТО) [4].

Так в блоке 21 определяют на основе соответствующего алгоритма обратного преобразования (1), (2) или (3) наличие корреляционных связей между s восстановленными подряд при «жестком» декодировании значениями исходных сообщений X_i, X_i+1, X_i+2, X_i+s, где s - счетное множество. Наличие корреляционной связи определяют на основе выполнения следующего соотношения для абсолютных значений разностей первого порядка:

где k=0,1,2,3,4.

Если s≥4, то соответствующая им последовательность закодированных значений C_i, C_i+1, C_i+2, …, C_i+s составляет группу, обладающую свойствами равноостаточности при делении на модуль сравнения d_min. При выполнении этого условия на выходе 28 блока 21 «жесткого» декодера сообщений (фиг. 3) формируют сигнал, разрешающий выполнение операции «мягкого) декодирования в блоке 25.

Параллельно в блоке 23 определяют наличие группы со свойствами равноостаточности, начало и окончание которой определяют на основе выполнения следующего неравенства:

где N- количество двоичных символов в слове (сообщении).

В результате этого на выходе 30 блока 23 «мягкого» декодера сообщений (фиг. 3) выделяют временные интервалы между событиями, определяемыми на основе выполнения неравенства (5) и представляющими собой разрывы первого рода, которые наглядно проявляются при графическом представлении значений исходных сообщений и результатов их структурно-алгоритмических преобразований (САП-1). Они представлены на фиг. 4-7.

При выполнении условий (4) и (5) в блоке 25 значения C_i, C_i+1, C_i+2, …, C_i+s, составляющие идентифицированную группу, делят на значение минимального кодового расстояния d_min и определяют остатки от деления ξ_i. Затем строят гистограмму распределения случайной величины ξ_i, находят моду распределения Мо[ξ_i], которую ассоциируют с истинным значением равноостаточности. Все другие значения ξ_i, отличающиеся от Мо[ξ_i], рассматривают, как признаки наличия ошибок в принятых закодированных значениях C_i, C_i+1, C_i+2, …, C_i+s, индексы которых совпадают с индексами ξ_i, отличающимися от Мо[ξ_i]. Скорректированные в блоке 25 значения поступают в блок 26 формирования выходного потока данных и качества канала связи (фиг. 3). В нем данные с обнаруженными и исправленными в блоке 25 ошибками объединяют с данными, полученными при «жестком» декодировании (выход 16) (фиг. 2 и 3), которые поступают в приемник 1 (фиг. 2) в качестве откорректированной последовательности принятых сообщений X_i. Одновременно подсчитывают отношение количество обнаруженных и число исправленных ошибок, на основе которых определяют отношения сигнал/шум и сигнал/помеха, которыми характеризуют качество канала КВ-связи на выбранных частотах передачи информации. Сравнивают результаты оценки качества каналов КВ-связи, полученные на выходах многоканальных приемников, и на их основе определяют те из них, которые характеризуются наибольшими отношениями сигнал/шум и сигнал/помеха.

Для наглядности и дополнительного пояснения сути предлагаемого изобретения на фиг. 4-7 представлены результаты апробации заявляемого способа на примере передачи по КВ-связи данных датчиков удаленного контроля работоспособности контролируемого объекта. На фиг. 4(A) представлено исходное графическое отображение последовательности переданных сообщений, каждое из которых было представлено десятиразрядным двоичным кодом (N=2n=10), а на фиг. 4(Б) - результаты его структурно-алгоритмического преобразования САП-1 (дополнительного кодирования). Отличительная особенность САП-1 заключается: 1) в увеличении минимального кодового расстояния d_min, между значениями соседних сообщений (в нашем случае данных телеизмерений); 2) в использовании всей шкалы представления данных (Ш) N-разрядным двоичным кодом (по этой причине на фиг 4(Б)) видно, что используемый диапазон однозначного представления значений сообщений ограничен шкалой Ш=0-1023. Если бы использовался алгоритм нетрадиционного представления значений сообщений образами-остатками (САП-1 (о)), то тогда оптимально выбранные модули сравнения были бы m₁=2ⁿ-1=2⁵-1=31 и m₃=2ⁿ+1=2⁵+1=33. Оптимальными они являются по той причине, что их произведение m₁×m₃=1023, а шкала (Ш) однозначного представления сообщений с числом разрядов двоичного кода в кодовом слове N=2n=10, определяется значениями: Ш=0-1023. В этом случае и d_min=33. При проведении экспериментальных исследований был использован наиболее простой алгоритм дополнительного кодирования/декодирования сообщений, который связан с разделением исходного 10-разрядного двоичного кода значений сообщений X_i на старшее (a_cmi) и младшее (а_млi) полуслова: X_i=<a_cmi, a_млi>2. При этом результат дополнительного кодирования при использовании алгоритма САП-1(эп) связан с их перестановкой позиционными местами C_{i =<aмлi, acmi>2. При этом dmin=32. На графическом отображении фиг. 4(Б) видны разрывы графического отображения первого рода (некоторые из них наиболее отчетливо видны и обозначены вертикальными линями). Иллюстрации, приведенные на фиг. 4, соответствуют идеальному случаю, когда ошибок передачи нет. На фиг. 5(В,Г) представлены результаты приема данных телеизмерений, переданных по радиоканалу КВ-связи в условиях помех: В - при традиционном способе передачи, Г - при использовании дополнительного кодирования с использованием алгоритма САП-1(эп) (на нем также хорошо видны разрывы, определяющие начало и окончание графических фрагментов, внутри которых выполняется групповое свойство равноостаточности ξi).}

Остатки получают в результате деления принятых закодированных значений C_i на известное значение минимального кодового расстояния d_min=32. При этом, если нет ошибок передачи, то тогда ξ_i принимают внутри выделенного графического фрагмента одно и тоже значение. Но, так как C_i*=C_i±Δс может быть принято с ошибкой Δс, то находят моду распределения Мо[ξ_i], считая ξ_i случайной величиной (СВ), которую ассоциируют с истинным значением равноостаточности. Все другие значения ξ_i, отличающиеся от Мо[ξ_i], рассматривают, как признаки наличия ошибок в принятых закодированных значениях C_i, C_i+1, C_i+2, …, C_i+s индексы которых совпадают с индексами ξ_i, отличающимися от Мо[ξ_i]. Этот процесс проиллюстрирован на фиг. 6(Д,Е), где Д - соответствует случаю, передачи информации с ошибками, когда остатки ξ_i рассматривают, как случайные величины (СВ), а Г - это значения Мо[ξ_i]. При этом определяют те сообщения C_i*, у которых остатки ξ_i, с такими же индексами i, не совпадают со значениями моды Mo[ξ_i]. Таким образом, определяют наличие ошибок в конкретных принятых сообщениях.

Процессу обнаружения и исправления ошибок посвящены иллюстрации, приведенные на фиг. 7.

Выявленные C_i*, искаженные появлением ошибок, исправляют на основе алгоритмов, приведенных в патенте [16], что проиллюстрировано на фиг. 7(Ж,З). На фиг. 7(З) представлены результаты исправленных значений C_i*, которые обозначим, как Насколько эффективно работает предлагаемый алгоритм повышения качества информации, передаваемой на радиоканалам КВ-связи свидетельствует сравнение принятых C_i* (фиг. 5(Г)) и откорректированных (фиг. 7(З)) их значений.

Результаты первичной обработки принятых сообщения (фиг. 7(З)) показывают, что подавляющее количество ошибок (около 90%) было исправлено. Но остались ошибки второго рода. Они не были исправлены потому, что их значения случайно совпали с разрешенными позициями безызбыточного помехоустойчивого кода (фиг. 7(З)).

Оставшиеся ошибки также могут быть исправлены, но при обработке в отложенное время. Для этого в качестве исходных данных используют значения (фиг. 7(З)), которые затем дополнительно кодируют с использованием другого алгоритма САП-1, например, САП-1 (о), имеющего другое значение минимального кодового расстояния d_min=33. В результате этого ошибки второго рода также обнаруживают и исправляют.

Таким образом, как показывают проведенные экспериментальные исследования, только использование одних алгоритмов дополнительного помехоустойчивого кодирования САП-1 позволяет значительно повысить качество принятой информации. При этом получаемые оценки обнаруживаемых ошибок могут быть использованы и для мониторинга состояния радиоканалов.

Если текущее качество канала КВ-связи не удовлетворяет предъявляемым требованиям, то данные определения качества каналов КВ-связи на основе предлагаемого способа и системы его реализующей дополняют дополнительной информацией, для чего используют ЛЧМ-аппаратуру, применение которой составляет основу изобретения [3], выбранного в качестве прототипа. Но такая поверка может быть реализована достаточно редко, поскольку основная работа по определению качества канала КВ-связи будет реализована при передаче самой информации.

Следовательно, сущностные характеристики заявляемого изобретения также заключаются в отсутствии необходимости в использовании зондирующих специально сформированных сигналов, кодовых конструкций и пакетов данных, а также в оценивании адекватности реальным их значениям.

Сущностные характеристики заявляемого изобретения заключаются еще в относительной простоте алгоритмов, используемых для мониторинга радиоканалов. Поэтому оценки качества каналов радиосвязи получают за минимально возможное время. Так, в способе-прототипе [3] для оценивания адекватности используют методы моделирования, на проведение которого требуется время. В итоге, при использовании способа-прототипа [3] адаптация в виде перехода на другие частоты, структурно-кодовые (при помехоустойчивом кодировании) и сигнально-кодовые конструкции (при модуляции) будет осуществляться с задержкой, которая во многих случаях не является допустимой.

Проведенное описание позволяет перейти к описанию формулы изобретения.

1. Способ передачи дискретных сообщений с многопараметрической адаптацией, при котором оценки соотношения сигнал/шум и интервала корреляции замираний на текущей рабочей частоте осуществляют на основе передачи информации с использованием помехоустойчивого кодирования с использованием образов-остатков и замещающих алгоритмов структурно-алгоритмических преобразований первого этапа (САП-1) и/или перекодирования данных представленных двоичным кодом в замещающий сжатый помехоустойчивый логический рекуррентный троичный код с дублирующими символами S_i(T_i), i=0,1,2, где S_i - амплитудная импульсная модуляция (АИМ) с тремя разрешенными позициями (АИМ-3), а T_i - широтно-импульсная модуляция (ШИМ-3) с формированием импульсной последовательности в передаваемой цифровом сигнале на основе следующего правила: «импульсы, принимающие при кодировании три разрешенные позиции амплитуды, - соответствующие паузы между ними в виде интервалов времени Т₀, 1,5Т₀ и 2Т₀», где Т₀ -длительность исходного двоичного кода, которым представлены сообщения, при демодуляции и декодировании передаваемой информации определяют количество символьных ошибок передачи, на основе которого оценивают качество радиоканала, а также реальное физическое и эквивалентное соотношения сигнал/шум на текущих рабочих частотах с определением интервала корреляции замираний на текущей рабочей частоте, ранжируют полученные оценки в порядке уменьшения их благоприятности для связи по различным рабочим частотам, на основе результатов ранжирования осуществляют переход на другие частоты, которые рассматривают, как лучшие, и начинают передачу вызова с наиболее благоприятной частоты, используя для приема вызова многоканальное радиоприемное устройство, прослушивающее одновременно все вызывные частоты.

2. Способ по п. 1 отличающийся тем, что на основе использования безызбыточного и малоизбыточного дополнительного кодирования передаваемой информации, характеризующейся внутренней избыточностью, на основе структурно-алгоритмических преобразований первого этапа (САП-1) получают оперативную оценку состояния каналов передачи сообщений в виде числа обнаруженных и исправленных ошибок передачи и на ее основе производят выбор наиболее подходящей структурно-кодовой и сигнально-кодовой конструкции, осуществляют передачу сообщения о выбранной структурно-кодовой и сигнально-кодовой конструкции своему корреспонденту, организуют обмен основными сообщениями в каждом направлении радиолинии, полученные оценки соотношений сигнал/шум, сигнал/помеха и интервала корреляции замираний на текущей рабочей частоте осуществляют радиомодемом и передают в контроллер радиолинии, который оценивает соответствие текущей структурно-кодовой и сигнально-кодовой конструкции, а также размера пакета данных фактическому состоянию канала связи, и в случае их несоответствия производят соответствующую коррекцию способов структурно-алгоритмических преобразований и дополнительного кодирования передаваемой информации, при этом команды на адаптацию передают и принимают при необходимости с использованием передающих и приемных средств аппаратуры ЛЧМ зондирования каждого из корреспондентов.

3. Способ по п. 1 отличающийся тем, что качество получаемой информации повышают за счет очередного этапа первичной обработки потока принятых сообщений, при котором по отношению к принятым и откорректированным значениям сообщений применяют повторное дополнительное кодирование с использованием структурно-алгоритмических преобразований первого этапа (САП-1), отличающихся минимальным кодовым расстоянием от ранее использовавшегося на передающей стороне, по отношению к дополнительно закодированным значениям принятых и исправленных сообщений применяют алгоритм «мягкого» декодирования, в результате чего уменьшают количество ошибок, которые ранее классифицировались, как ошибки второго рода, полученные результаты также используют для оценки качества радиоканалов КВ-связи.

Получаемые оценки качества канала КВ-связи составляет основу получения оперативных данных о состоянии ионосферы и позволяет с высокой достоверностью проранжировать назначенные вызывные частоты в порядке уменьшения их благоприятности для связи. Наличие на приемной стороне радиолинии многоканального радиоприемного устройства позволяет принимать вызов при любом порядке следования вызывных частот.

При использовании предлагаемого способа определение качества канала КВ-связи может быть установлено без использования предварительной проверки качества вызывных частот из разрешенного их множества N.

Сокращение временных затрат на использование результатов мониторинга радиоканалов КВ-связи реализуют на основе использования упрощенных алгоритмов САП-1 (эп).

Список использованных источников информации

1. «Система автоматического управления коротковолновой связью», патент RU 2154910.

2. «Способ передачи дискретных сообщений с многопараметрической адаптацией», патент RU 2300843.

3. «Способ передачи дискретных сообщений с адаптацией по частоте», RU 2598993.

4. «Способ передачи информации и система для его реализации», патент RU №2586605.

5. «Способ передачи информации и система для его реализации», патент RU №2586833.

6. «Способ передачи информации и система для его реализации», патент RU №2609747.

7. «Способ экономного кодирования информации и система для его реализации», патент RU №2649291.

8. «Способ передачи информации и устройство для его реализации», патент RU №2475861.

9. «Способ передачи информации и система для его реализации», патент RU №2480840.

10. «Способ передачи информации и устройство для его реализации», патент RU №2581774.

11. «Способ передачи информации с использованием замещающего логического троичного помехоустойчивого кода», патент RU №2706931.

12. «Способ передачи информации с использованием замещающего логического троичного помехоустойчивого кода», RU №2724794.

13. «Способ передачи информации с использованием замещающего логического троичного помехоустойчивого кода», RU №2739335.

14. «Способ передачи информации с использованием замещающего логического троичного помехоустойчивого кода», RU №2735419.

15. «Способ передачи информации с использованием замещающего логического троичного помехоустойчивого кода» RU №2755640.

16. Способ первичной обработки информации с обнаружением и исправлением ошибок передачи, патент RU №2658795, приоритет от 30.05.2017 г.

17. Левин Л.С., Плоткин М.А. Цифровые системы передачи информации. -М.: Радио и связь, 1982. - 216 с.

18. Современная телеметрия в теории и на практике / Учебный курс», Спб.: Наука и Техника, 2007. - 672 с, стр. 465).