СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ И СИСТЕМА ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

Изобретение относится к телеметрии, технике связи и может быть использовано в системах передачи данных по каналам связи. Его использование позволяет повысить достоверность передачи информации без введения структурной избыточности в передаваемые сообщения, обнаруживать возникающие при передаче ошибки, как одиночные, так и кратные, повысить скорость передачи информации.

Известен способ передачи информации ([1], патент РФ №2115172 «Способ передачи информации и устройство для его осуществления», приоритет изобретения от 10.03.1993 г., МПК G08С 19/28, опубликован 10.07.1998 г., бюллетень №19), заключающийся в сборе сигналов от источников сообщений, синхронизации их по времени, формировании уплотненного сигнала из синхронизированных собранных сигналов, формировании сигнала первой несущей частоты, фазовой манипуляции сигнала первой несущей частоты уплотненным сигналом, передаче промодулированного сигнала по каналу связи, отличающийся тем, что формируют сигнал второй несущей частоты, формируют периодическую последовательность импульсного сигнала типа меандр с длительностью импульса, в два раза меньшей минимальной длительности импульсов уплотненного сигнала, выполняют фазовую манипуляцию сигнала второй несущей частоты уплотненным сигналом, после чего формируют подлежащий передаче по каналу связи промодулированный сигнал путем частотной манипуляции фазоманипулированных сигналов первой и второй несущих частот импульсным сигналом фазоманипулированной периодической последовательности.

В изобретении [1] после синхронизации и уплотнения сообщений формируют не один, а два двоичных видеосигнала с различной логикой их кодирования. При этом по закону одной из двоичных логик, представленных высоким и низким уровнями напряжения, осуществляют фазовую манипуляцию, а по закону другой двоичной логики производят частотную модуляцию.

Его недостаток заключается в ограниченных возможностях обнаружения и исправления ошибок передачи информации. Это связано с тем, что избыточность передаваемой информации создается только на уровне радиосигналов путем использования нескольких видов модуляции несущей частоты. При этом не используется традиционный уровень помехоустойчивого кодирования на уровне представления данных двоичным или многоосновным кодом.

Все современные технологии передачи информации включают в себя помехоустойчивое кодирование передаваемой информации. Однако традиционно сложившееся представление о помехоустойчивом кодировании связано с помехоустойчивыми кодами, при которых требуемая избыточность формируется на уровне двоичных символов «0» и «1» ([2], Морелос-Сарагоса Р. Искусство помехоустойчивого кодирования. Методы, алгоритмы, применение. - М.: Техносфера, 2006. - 320 с.). Современное представление о помехоустойчивом кодировании также предполагает использование распределенной технологии помехоустойчивого кодирования, под которой понимается применение кодирования в различных трактах формирования и передачи информации ([3], Кукушкин С.С. Теория конечных полей и информатика: том. 1 Методы и алгоритмы, классические и нетрадиционные, основанные на использовании конструктивной теоремы об остатках. - М: МО РФ, 2003. - 281 с.).

Одно из таких решений предлагается в изобретении ([4], патент РФ №2480840), которое в предлагаемом способе использовано в качестве прототипа. Способ передачи информации [4], заключается в сборе сигналов от источников сообщений, синхронизации их по времени, формировании уплотненного сигнала из синхронизированных собранных сигналов, формировании сигнала несущей частоты, модуляции сигнала несущей частоты уплотненным групповым сигналом на основе сформированного видеокода, передаче промодулированного сигнала по каналу связи. От других аналогов он отличается тем, что для передачи информации двоичный видеосигнал служебных и информационных сообщений после его уплотнения преобразуют в замещающий троичный логический помехоустойчивый код, который формируют на основе принятого логического правила кодирования, и на основе принятого логического правила кодирования на первом этапе преобразований двоичного кода формируют две составляющие модулирующего видеосигнала, предназначенного для модуляции несущей частоты передаваемого сигнала, каждая из которых имеет по три символа кодирования, условно определяемых как «S₀» и «T₀», «S₁» и «T₁» «S₂» и «T₂», первую модулирующую составляющую преобразованного первого трехосновного видеосигнала, содержащую символы «S₀», «S₁» и «S₂», представляют в виде амплитудно-импульсной модуляции, а вторую модулирующую составляющую видеосигнала с символами трехосновного кода «T₀», «T₁» и «T₂», где T₀ - продолжительность одного символа исходного двоичного кода, используют для широтно-импульсной модуляции второго видеосигнала, при этом на втором этапе преобразований, связанном с модуляцией несущей передаваемого сигнала, амплитудно-импульсную модуляцию сформированного видеосигнала преобразуют, например, в частотную модуляцию сигнала с тремя фиксированными значениями частоты передаваемого сигнала «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», где f_н - значение несущей частоты сигнала, a Δf_д - значение девиации частоты, а вторую составляющую сформированного видеосигнала, используют для фазовой модуляции передаваемого сигнала путем изменения фазы на 180° на границах временных интервалов, соответствующих троичным символам «T₀», «T₁» и «T₂».

Также в способе-прототипе [4] из двоичного кода формируют видеосигнал с основанием три (S_i, i=0, 1, 2), что приводит к использованию новой более экономичной по отношению к двоичным кодам (A_i, i=0,1) троичной системы кодирования информации, на основе которой производят уплотнение спектра передаваемых сигналов, последовательностью, состоящей из сформированных троичных символов, модулируют, используя несколько видов различной вторичной модуляции, сигнал, передаваемый по каналу связи, при этом двоичным комбинациям («00» и «11») исходной последовательности двоичных символов соответствует новый символ троичного кода «S₀», кодовые комбинации исходного двоичного кода группового сигнала («001» и «10») заменяют на символ троичного кода «S₁», а оставшимся в исходной последовательности двоичного кода группового сигнала кодовым комбинациям вида «101» ставят в однозначное соответствие символ троичного кода «S₂», на приемной стороне при расшифровке троичных символов, условно обозначенных как «S₀», «S₁» и «S₂», контроль однозначности восстановления переданных сообщений при обратном переводе троичного кода в исходный двоичный код производят на основе проверки условия совпадения последнего двоичного символа «0» или «1» предыдущей расшифровки принятого троичного символа с первым символом «0» или «1» последующей расшифровки, при этом наличие ошибки в приеме троичных символов «S₀», «S₁» и «S₂» определяют на основе нарушения данного правила.

Кроме того, в способе-прототипе [4] фазовую модуляцию передаваемого сигнала производят изменением фазы несущей передаваемого сигнала в моменты времени, определяющие границы длительности импульсов сформированного трехосновного кода «T₀», «1,5T₀» и «2T₀», где T₀ - продолжительность двоичного символа «0» или «1» первичного двоичного кода.

Недостаток способа-прототипа [4] заключается в том, что возможности одновременного двумерного кодирования троичным кодом и двумерной модуляции видеосигнала и несущей частоты радиосигнала, реализуемой по следующим распараллеленным схемам:

и

где {A_i, i=0,1} - исходный двоичный код группового сигнала, использованы недостаточно полно.

Кроме того, бинарная фазовая модуляция (ФМ₂) достаточно широко используется в цифровых системах передачи данных, однако ее заменяют на другие более экономичные системы модуляции, например на относительную фазовую манипуляцию (ОФМ), в связи с чем становится актуальной задача установления условий совпадения логических их построений, позволяющих установить их общие свойства, которые проявляются при демодуляции и декодировании сигналов, использующих предлагаемую бинарную фазовую манипуляцию (ФМ₂ ⁽³⁾), формируемую в соответствии с правилом (2), и сигналов традиционной ОФМ, которую используют для передачи в некоторых существующих телеметрических системах и системах передачи информации.

Известно ([5], «Современная телеметрия в теории и на практике / Учебный курс», Спб.: Наука и Техника, 2007. - 672 с, стр. 139), что преимущество ОФМ по сравнению с традиционной бинарной фазовой модуляции (ФМ₂) заключено в более низкой плотности изменения значений фаз на 180°, в то время как КИМ₂-ФМ₂ и КИМ₂-ОФМ характеризуются практически одинаковым удельным расходом энергии.

Также при использовании КИМ₂-ОФМ появляется возможность использования при приеме согласованного фильтра в виде коррелятора непосредственно принятого ОФМ-сигнала и его копии, задержанной на один такт, равный длительности одного двоичного символа исходного двоичного кода. В результате этого при приеме информации в условиях помех обеспечивают повышение в 4 раза соотношения сигнал/помеха на выходе квадратичного демодулятора (фиг. 1 (эпюры (1-4)). Подобный алгоритм демодуляции получил специальное название - «мягкое помехоустойчивое декодирование» [2] для обозначений принципиальных отличий от традиционного «жесткого помехоустойчивого декодирования», которое производят в алгебраической теории помехоустойчивого кодирования на основе проверочных символов ([6], Кларк Дж., мл., Кейн Дж. Кодирование с исправлением ошибок в системах цифровой связи. / Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1987. - 392 с.).

Однако бинарная фазовая модуляция (ФМ₂ ⁽³⁾), которую используют и в прототипе, и в предлагаемом изобретении, имеет принципиальное отличие от традиционного варианта его применения. Оно заключается в том, что (ФМ₂ ⁽³⁾) используют для представления не двух, как это принято в мировой практике, а трех различных символов кода. В способе-прототипе и в предлагаемом изобретении символами трехосновного кода являются длительности первичных сигналов с ШИМ, соответствующие символам трехосновного кода {T₀, T₁=1,5T₀, T₂=2T₀}, в то время как в существующей практике передачи информации бинарную фазовую модуляцию (ФМ₂) отождествляют с двоичными кодами, представленными символами «0» и «1» ({A_i, i=0,1} - см. формализованную запись (1), (2)). Таким образом, бинарную фазовую модуляцию (ФМ₂ ⁽³⁾) используют для представления символов недвоичного (трехосновного) кода {T₀, T₁=1,5T₀, T₂=2T₀}, поэтому ее относят к классу нетрадиционных замещающих видов модуляции. Но из-за различий такого рода (ФМ₂ ⁽³⁾) не может быть преобразована в традиционную относительную фазовую модуляцию (ОФМ) на основе существующих логических правил. Кроме того, нет и возможности сравнения полученных результатов и данных, получаемых при использовании алгоритмов «мягкого помехоустойчивого декодирования» относительной фазовой модуляции (ОФМ).

Поэтому появляется практическая потребность в установлении новых логических взаимосвязей между предлагаемой бинарной фазовой модуляцией (ФМ₂ ⁽³⁾) и традиционной относительной фазовой модуляцией (ОФМ).

Кроме того, потребности существующей практики с учетом новых экономических условий требуют, чтобы, с одной стороны, все новые информационные технологии быстро внедрялись, чему зачастую мешают реализованные в существующей практике базовые технические решения, и в то же время сама модернизация существующих систем и комплексов должна быть минимальной по затратам. В условиях подобных противоречий особую значимость приобретают те технические решения, которые предполагают внесение минимума коррекций на аппаратурном уровне в уже существующие системы и телеметрические комплексы. Как правило, традиционные способы не могут быть использованы для разрешения подобных противоречий, поэтому особая актуальность ощущается в поиске различных нетрадиционных резервов. Их основу составляет установление новых соотношений, как логических, так и аналитических, в том числе и между новыми видами модуляции, которые появляются при переходе от двоичного кода к более экономному логическому троичному коду, составляющему основу изобретения-прототипа ([4]).

Первую условную группу технических решений, использующих новые резервы для повышения эффективности информационно-телеметрического обеспечения (ИТО) испытаний сложных технических комплексов (СТК) составляют патенты RU №2434301, №2434302, №2434303, №2434304, №2444066, №2445709, №2447492, №2457543 ([7]). Но реализованные в них новые способы структурно-алгоритмических преобразований (САП) передаваемой информации относятся к информационным сечениям формирования данных телеизмерений с использованием нетрадиционного представления сообщений и сигналов их образами-остатками. Вторую группу способов, наиболее близкую к предлагаемому техническому решению, представляют патенты RU №2461888 ([8]), №2475861 ([9]), №248838 ([10]), в которых предлагаемые структурно-алгоритмические преобразования (САП) связаны с модуляционным кодированием передаваемой информации и модуляцией сигналов.

В части обратных САП, выполняемых на приемной стороне, наиболее близким к предлагаемому способу является патент RU 2475861 ([9]), суть которого состоит в том, что «…при приеме информации одновременно выделяют сигналы первой и второй несущей частоты, каждая из которых промодулирована по фазе цифровым групповым сигналом, формируют копии первой и второй несущих частот местными генераторами, подстраиваемыми под принимаемые сигналы несущих на основе формируемых соответствующих сигналов рассогласования, заполняют перерывы, связанные с передачей в это время другой несущей частоты, добавлением сигналов несущих частот местных генераторов соответствующей частоты до образования непрерывных во времени первой и второй частот передачи информации, подвергают их одновременной фазовой демодуляции, в результате чего формируют прямую и инверсную копии видеосигналов с логикой двоичного кодирования, принятой для передачи информации, производят контроль целостности и достоверности переданных сообщений на основе сложения сформированной прямой и инверсной копий видеосигналов с логическими уровнями двоичного кода, принятыми для передачи информации…».

Основной технический результат, на достижение которого направлено предлагаемое изобретение, заключен в повышении достоверности передачи информации на основе перехода от двоичного кода к замещающему его троичному коду и установления новых логических соотношений между сигналами с относительной фазовой модуляцией (ОФМ) и сигналами с предлагаемой бинарной фазовой модуляцией (ФМ₂ ⁽³⁾).

Это достигается за счет использования следующих дополнительных резервов повышения эффективности систем передачи информации:

- дополнительной по отношению к правилам (1) и (2) амплитудной модуляции:

- установления общих логических соотношений между предлагаемой бинарной фазовой модуляцией (ФМ₂ ⁽³⁾), реализованных в соответствии с правилом (2), и традиционной относительной фазовой модуляцией (ОФМ), которая используется для передачи в существующих телеметрических системах и системах передачи информации.

Использование дополнительного резерва в виде дополнительной ступени модуляции (3) позволит с более высоким техническим эффектом одновременно использовать и традиционную относительную фазовую модуляцию (ОФМ), и предлагаемую бинарную фазовую модуляцию (ФМ₂ ⁽³⁾), например, при передаче дублирующих потоков ТМИ по параллельным радиоканалам, а также при передаче информации, зарегистрированной на борту контролируемого объекта запоминающими устройствами (ЗУ).

Таким образом, основной технический результат достигается тем, что в способ передачи информации, заключающийся в сборе сигналов от источников сообщений, синхронизации их по времени, формировании уплотненного сигнала из синхронизированных собранных сигналов, формировании сигнала несущей частоты, модуляции сигнала несущей частоты уплотненным групповым сигналом на основе сформированного видеокода, передаче промодулированного сигнала по каналу связи, сформированный для передачи информации двоичный видеосигнал служебных и информационных сообщений после его уплотнения преобразуют в замещающий троичный помехоустойчивый код, который формируют на основе принятого логического правила кодирования, и на основе принятого логического правила кодирования на первом этапе преобразований двоичного кода формируют две составляющие модулирующего видеосигнала, предназначенного для модуляции несущей частоты передаваемого сигнала, каждая из которых имеет по три символа кодирования, условно определяемых как «S₀» и «T₀», «S₁» и «T₁», «S₂» и «T₂», первую модулирующую составляющую преобразованного первого трехосновного видеосигнала, содержащую символы «S₀», «S₁» и «S₂», представляют в виде амплитудно-импульсной модуляции, а вторую модулирующую составляющую видеосигнала с символами трехосновного кода «T₀», «T₁» и «T₂», где T₀ - продолжительность одного символа исходного двоичного кода, используют для широтно-импульсной модуляции второго видеосигнала, при этом на втором этапе преобразований, связанном с модуляцией несущей передаваемого сигнала, амплитудно-импульсную модуляцию сформированного видеосигнала преобразуют, например, в частотную модуляцию сигнала с тремя фиксированными значениями частоты передаваемого сигнала «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», где f_н - значение несущей частоты сигнала, Δf_д - значение девиации частоты, а вторую составляющую сформированного видеосигнала используют для фазовой модуляции передаваемого сигнала путем изменения фазы на 180° на границах временных интервалов, соответствующих троичным символам «T₀», «T₁» и «T₂», введены новые операции: на передающей стороне, амплитуды передаваемого сигнала «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», также приводят в соответствие со значениями амплитудно-импульсной модуляции передаваемых символов троичного кода «S₀», «S₁» и «S₂», а на приемной стороне для демодуляции сформированного на передающей стороне сигнала, помимо частотного демодулятора, выполненного в качества узкополосных фильтров, настроенных на частоты «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», и фазовых демодуляторов в каждом из каналов выделения частотных составляющих принимаемого сигнала, используют в качестве независимого канала демодуляции принятого сигнала амплитудный демодулятор, полученные результаты амплитудной демодуляции сравнивают с данными, полученными частотным и фазовым демодуляторами, результаты сравнения используют для повышения достоверности приема ТМИ.

Достижение основного технического результата также предполагает, что для демодуляции на приемной стороне комбинированной модуляции нового типа, представляющей собой одновременное изменение частоты и амплитуды в соответствии с трехосновным кодом, образованным последовательностью передаваемых по каналу связи частот «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н» сигнала, которым поставлены в однозначное соответствие символы трехосновного кода первого типа: «S₀», «S₁» и «S₂», сформированный сигнал с частотной модуляцией на три фиксированные значения частот дополнительно модулируют с использованием фазовой модуляции с изменением фаз сформированного сигнала на 180°, которое производят по отношению к частотам «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», в моменты времени, совпадающие с границами троичных символов второго типа: «T₀», «T₁» и «T₂», имеющих первичную широтно-импульсную модуляцию со значениями длительностей T₀, T₁=1,5T₀, T₂=2T₀, соответственно, при этом амплитуды частот «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н» ставят в однозначное соответствие со значениями амплитуд символов трехосновного кода первого типа: «S₀», «S₁» и «S₂» при их первичной амплитудно-импульсной модуляции. Его отличительная особенность заключена в том, что при приеме информации одновременно выделяют сигналы несущей частоты не двумя, как в аналоге [9], а тремя узкополосными фильтрами, которые настроены на соответствующие частоты «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», с одновременным формированием трех параллельных каналов демодуляции, в каждом из которых выделенная частота промоделирована по фазе групповым сигналом, сформированным на передающей стороне, в каждом из параллельных каналов демодуляции формируют априорно известные частоты «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н» с заданными амплитудами «S₀», «S₁» и «S₂» местными генераторами, подстраиваемыми под принимаемые сигналы частотных составляющих «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», на основе формируемых соответствующих сигналов рассогласования между частотами принятого сигнала и частотами местных генераторов, заполняют перерывы, связанные с передачей в это время других значений частот «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», путем добавления сигналов несущих частот местных генераторов соответствующей частоты и амплитуды до образования непрерывных во времени частот передачи информации «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н» с сохранением моментов изменения фаз на 180°, подвергают их одновременной фазовой демодуляции, в результате чего по каждому из трех параллельных каналов демодуляции формируют дополняющие друг друга результаты частотной и фазовой демодуляции, каждый из которых представлен в виде прямой и инверсной копий видеосигналов с логикой двоичного кодирования, принятой для передачи информации, производят контроль целостности и достоверности переданных сообщений, восстановленных при частотной и фазовой демодуляции принятого сигнала на основе попарного сложения сформированной прямой и инверсной копий видеосигналов, представленных логическими уровнями двоичного кода, принятыми для передачи информации, полученный результат сравнивают с результатами, полученными при амплитудном детектировании принятого сигнала.

Технический результат, предполагающий совместное использованием различных методов вторичной модуляции видеосигналов, а также определение условий их совпадения и сопоставимости при передаче дублирующих потоков телеметрической информации, а также данных запоминающего устройства, достигается тем, что в предлагаемом способе из двоичного кода формируют, как видеосигналы с основанием два (A_i, i=0,1), так и с основанием три (S₀ и T₀, S₁ и T₁, S₂ и T₂), для передачи сформированных двух потоков информации применяют параллельные каналы связи, при этом в качестве основного канала связи используют традиционный радиоканал с относительной фазовой модуляцией (ОФМ) видеосигнала исходной двоичной групповой последовательности передаваемых символов (A_i, i=0,1), а в дополнительном канале связи, который используют для передачи дублирующей информации, модулируют сигнал последовательностью, состоящей из сформированных троичных символов (S₀ и T₀, S₁ и T₁, S₂ и T₂), используя несколько видов различной вторичной модуляции, например амплитудной с основанием три, частотной с основанием три и фазовой с основанием два (ФМ₂ ⁽³⁾), при этом двоичным комбинациям («00» и «11») исходной последовательности двоичных символов соответствуют символы троичного кода «S₀ и T₀», кодовые комбинации исходного двоичного кода группового сигнала («001» и «10») заменяют на символы троичного кода «S₁ и T₁», а оставшимся в исходной последовательности двоичного кода группового сигнала кодовым комбинациям вида «101» ставят в однозначное соответствие символы троичного кода «S₂ и T₂», на приемной стороне при расшифровке троичных символов, условно обозначенных, как (S₀ и T₀, S₁ и T₁, S₂ и T₂), контроль однозначности восстановления переданных сообщений при обратном переводе троичного кода в исходный двоичный код производят на основе проверки условия совпадения последнего двоичного символа «0» или «1» предыдущей расшифровки принятого троичного символа с первым символом «0» или «1» последующей расшифровки, при этом наличие ошибки в приеме троичных символов (S₀ и T₀, S₁ и T₁, S₂ и T₂), определяют как на основе нарушения данного правила, так и путем совпадения в моменты времени, определяемые сменой импульсов периодической последовательности сигналов символьной синхронизации исходного двоичного кода, значений фаз, изменяющихся на 180°, у сигналов, промодулированных с использованием относительной фазовой модуляции (ОФМ) исходной последовательности группового сигнала, представленной традиционным двоичным кодом, и бинарной фазовой модуляции (ФМ₂ ⁽³⁾), которая была использована при передаче группового сигнала, представленного на передающей стороне символами логического помехоустойчивого кода с основанием три (T₀, T₁, и T₂) с использованием первичной широтно-импульсной модуляцией, при этом целостность и достоверность принимаемой информации оценивают на основе синхронного совмещения временной последовательности данных совпадений изменений фаз на 180° при ОФМ и предлагаемой бинарной фазовой модуляции (ФМ₂ ⁽³⁾) с границами периодической последовательности сигналов символьной синхронизации двоичного кода, который является восстановленным при приеме копией исходных результатов кодирования телеизмерений, полученных на передающей стороне, отсутствие перечисленных совпадений воспринимают как факт наличия ошибок, которые появились при передаче и приеме информации.

Алгоритм преобразования, составляющий основу предлагаемого изобретения, предполагает замену последовательности символов двоичного кода A={0,1}, составленного из двоичных символов 0 и 1, последовательностью символов троичного кода B={S₀, T₀; S₁, T₁, S₂, T₂}, состоящего из трех символов {S₀, T₀}; {S₁, T₁}; {S₂, T₂}, предполагает выполнение следующих операций.

Сформированный групповой сигнал (4), представленный в двоичном коде, отображаемый, например, последовательностью следующего вида A_i=<10101000111100101>₂ (i=0,1) с числом символов N₁=17, переводят в новый трехосновной логический код: S₀↔(«00», «11»); S₁↔(«10», «001»); S₂↔«101», который для простоты написания представлен только символами S_i, с использованием условных верхних и нижних разбиений (ℜ₁ и ℜ₂) заданного исходного множества двоичных символов A_i. Если предположить, что вся последовательность передаваемых троичных символов S_i (i=0, 1, 2) пронумерована, то условно обозначенный верхний уровень разбиения ℜ₁ представляет собой последовательность символов с нечетными номерами S_i ^н, в то время как нижний уровень разбиения ℜ₂ включает в себя последовательность символов S_i с четными порядковыми номерами S_i ^ч:

Результат объединения верхнего и нижнего уровней разбиения отображаемый первой последовательностью троичных символов <S₂ S₂ S₁ S₀ S₁ S₀ S₀ S₀ S₁ S₁ S₂>₃, используют для первичной амплитудно-импульсной модуляции (АИМ), а поставленную в однозначное соответствие первой вторую последовательность троичных символов <T₂ T₂ T₁ T₀ T₁ T₀ T₀ T₀ T₁ T₁ T₂>₃ - для первичной широтно-импульсной модуляции (ШИМ) сформированного для передачи группового видеосигнала. В результате этого обеспечивают одновременную двумерную (АИМ и ШИМ) первичную модуляцию сформированного для передачи группового видеосигнала. При этом в (4) исходные N₁=17 символов двоичного кода будут заменены на N₂=11 символов троичного кода S_i и Т_i (i=0, 1, 2). Следовательно, скорость поступления символов в канал передачи информации уменьшится в полтора раза (k=N₁/N₂=17/11=1,54).

Для наглядности в последовательности (4) двоичные кодовые комбинации, соответствующие символам троичного кода S_i и T_i (i=0, 1, 2) нижнего уровня разбиения ℜ₂, подчеркнуты. При этом повторяющиеся символы двоичного кода на границах соседних расшифровок верхнего и нижнего уровней, которые при формировании восстановленного двоичного группового сигнала объединяют в один двоичный символ, выделены жирным шрифтом.

Сигналы троичного кода S_i и T_i (i=0, 1, 2) при вторичной модуляции превращают в трехосновную частотную модуляцию (ЧМ₃), представленную частотами «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», и бинарную фазовую модуляцию, при которой изменение фаз на 180° совершают в моменты времени, совпадающие с границами импульсов с ШИМ.

Предлагаемый способ восстановления переданной информации заключается в следующем. Предположим, что в результате демодуляции восстановлен следующий фрагмент последовательности троичных сигналов S_i:

1. Первая операция восстановления данных в исходном двоичном коде заключается в том, чтобы выделить сигналы S₂, допускающие однозначную расшифровку: S₂↔«101». В результате этого в принятой последовательности (2) формируют признак приема символа S₂, который выделяют:

2. Преобразование в двоичный код всей последовательности принятых троичных символов начинают с того, что записывают в двоичном коде результат однозначной расшифровки символов S₂:

3. Затем, используя первый из полученных признаков приема символа S₂, приступают к расшифровке следующего за ним троичного символа S₁, которому поставлены в соответствие не одна, а две кодовые комбинации, составленные из двоичных символов: S₁↔«10» и «001». Так как по условию формирования предлагаемого троичного кода последний двоичный символ предыдущей расшифровки 101 должен быть первым символом последующей расшифровки троичного символа (в приведенном приеме сигнала S₁), то в качестве кандидата на замену следует выбрать кодовую комбинацию 10. Выбор подходящей следующей кодовой комбинации, соответствующей принятому сигналу S₁, определяется последним двоичным символом, полученным в результате расшифровки предыдущего сигнала троичного кода S₂ (совпадающие символы выделены жирным шрифтом).

Далее очередной восстановленный троичный символ соответствует сигналу S₀, у которого также два возможных варианта расшифровки: S₀↔«00» и «11». Так как предыдущая расшифровка 10 оканчивалась двоичным символом «0», то и очередной сигнал S₀ должен быть заменен на двоичную кодовую комбинацию, состоящую из двух символов «0» - 00. Аналогичным образом, следующий восстановленный троичный символ S₁↔«10» и «001» должен быть замещен двоичной кодовой комбинацией 001. Затем следуют подряд два символа S₀↔«00» и «11» и, поскольку расшифровка предыдущей двоичной кодовой комбинации заканчивалась символом «1», то и два последующих троичных символа S₀ должны быть заменены на последовательность, состоящую из двух символов «1» - 11. О том, что расшифровка произведена правильно, свидетельствует то обстоятельство, что следующим троичным символом снова будет S₂↔«101», который начинается с такого же двоичного символа «1», который получен в конце предыдущей расшифровки сигнала S₀. Последующий процесс восстановления переданных сообщений в традиционном двоичном коде аналогичен. Исправляющая способность предлагаемого кода заключена в том, что вся цепочка восстановленных при приеме троичных символов определяется опорными сигналами S₂↔«101».

4. Следующая операция предполагает, что принятую последовательность троичных символов S₁ и S₀, допускающих неоднозначные расшифровки

замещают двоичным кодом таким образом, чтобы последний двоичный символ расшифровки предшествующего символа S_i, где i=0, 1, 2, совпадал с первым символом расшифровки последующего символа S₁ или S₀.

В результате этого для последовательности (8) получают следующую восстановленную последовательность исходного двоичного кода:

где «точками» разделены между собой результаты расшифровок символов S₁ и S₀ троичного кода.

Затем совпадающие двоичные символы на границах расшифровок троичных сигналов S_i, где i=0, 1, 2, объединяют и заменяют одним соответствующим двоичным символом:

где выделены и подчеркнуты совпадающие символы, которые объединяют и заменяют одним двоичным символом.

В результате будет восстановлен следующий фрагмент исходной последовательности двоичных кодов: 10100011101.

Последовательность сформированных троичных символов S_i, где i=0, 1, 2, с первичной АИМ и троичных символов T_i, где i=0, 1, 2, с первичной ШИМ объединяют в единую импульсную последовательность видеосигналов (фиг. 1 (5)). При последующей вторичной их модуляции типа: АИМ₃-АМ₃ и АИМ₃-ЧМ₃, а также ШИМ₃-ФМ₂ ⁽³⁾ промоделированный сигнал, передаваемый в канал связи, будет иметь вид, условная иллюстрация которого приведена на (фиг. 1 (6)). При этом из сопоставления эпюр (фиг. 1(1-8)) следует следующее логическое правило совмещения различных видов рассмотренных модуляций: моменты изменения фаз на 180° непосредственно принятого сигнала U(t) с ОФМ (фиг. 1 (2)) и сигнала U_ком(t) с предлагаемой комплексной модуляцией (АМ₃+ЧМ₃+ФМ₂ ⁽³⁾) (фиг. 1 (6)) совпадают в моменты времени поступления тактовых импульсов (S_ТИ(t)), представляющих собой сигналы символьной синхронизации исходного двоичного кода (фиг. 1 (7)). Совпадения такого типа устанавливают моменты времени начала двоичных символов «1» исходного двоичного кода. При этом моменты времени, определяющие окончание двоичных символов «1» исходного двоичного кода, соответствуют моментам изменения фаз на 180° у задержанной копии сигнала U_зад(t) с ОФМ (фиг. 1 (3)), так как время задержки равно длительности (T₀) одного символа исходного двоичного кода. Восстановленная таким образом последовательность A_в(t) символов «1» двоичного кода (фиг. 1 (8)) совпадает с символами A_i (i=0,1) исходного двоичного кода (фиг. 1 (1)) и с результатами суммирования непосредственно принятого сигнала U(t) с ОФМ и его задержанной копии U_зад(t) (фиг. 1 (4)).

Для наглядности взаимосвязь различных методов модуляционного кодирования передаваемой информации с большей детализацией представлена на фиг. 2.

Установленная взаимосвязь создает основу логических правил, определяющих возможность совместного использования различных видов вторичной модуляции передаваемого группового сигнала. Благодаря этому обеспечивают преемственность существующих и разрабатываемых систем передачи информации, использующих различные проблемно-ориентированные методы кодирования и модуляции.

Новизна предлагаемого изобретения также заключается в особенностях, которые появляются при идентификации символов передаваемого кода, искаженных помехами при распространении сигнала (фиг. 3). Из приведенной иллюстрации следует, что при передаче информации двоичным кодом и использовании предлагаемого трехосновного кодирования проявляются существенные различия в процедурах опознания (идентификации) символов кодов, искаженных помехой. При передаче двоичным кодом A_i (i=0,1) нет запрещенных интерпретаций при представлении группового сигнала, так как двоичный символ «0» может сменить как символ «1», так и вновь повторенный символ «0» (фиг. 3(a)). При этом возможен только случай «жесткого» декодирования (решения). При перекодировании двоичного кода с символами {0,1} в предлагаемый логический трехосновный код с символами {S₀, S₁, S₂} появляются запрещенные последовательности символов в групповом сигнале, например последовательность S₂S₁S₂ (фиг. 3(в)). Из-за этого, например, исходная кодовая комбинация символов: <101101>₂ при перекодировании на передающей стороне будет представлена следующей последовательностью символов: <S₂S₀S₂>₃ (фиг. 3(б)). Но при приеме из-за искажений она при «жестком» декодировании будет, предположим, воспринята как последовательность <S₂S₁S₂>₃, а она принадлежит к числу запрещенных (фиг. 3(в)). В результате появляется возможность для реализации процедуры «мягкого» декодирования (фиг. 3(в)).

Структурная схема устройства для осуществления способа передачи информации по п. 1, включающая в себя как передающую, так и приемную стороны, приведена на фиг. 4. Применительно к бортовой радиотелеметрической системе (БРТС) передающая сторона содержит: датчики - 1₁, 1₂, …, 1_N, выходы каждого из которых подключены к соответствующим N входам блока 2 уплотнения и синхронизации сигналов, выход которого соединен со входом передатчика 3. Блок 2 уплотнения и синхронизации сигналов содержит коммутатор 4, N входов которого являются входами блока 2, формирователь 5 логического троичного кода и формирователь 6 синхросигналов. При этом выход 7 коммутатора 4 является входом формирователя 5 логического троичного кода, первый выход 8 которого является выходом блока 2, а второй его выход 9 соединен со входом формирователя 6 синхросигналов, выход которого подключен к (N+1) входу коммутатора 4. Выход передатчика 3 через канал связи 10, подверженный действию помех 11, подключен ко входу приемника 12.

Приемная сторона содержит приемник 12, имеющий четыре выхода - один служебный выход 25, подключенный ко входу селектора 13 сигналов синхронизации, и три информационных выхода, соединенных с первыми входами 28, 29, 30 демодуляторов 16, 15 и 14 информационных сигналов соответственно, вторые входы которых объединены и подключены к первому выходу 26 селектора 13 сигналов синхронизации, второй выход 27 которого соединен с объединенными вторыми входами корректоров 17, 19 и 22 ошибок передачи, первые входы которых через соответствующие им расшифровщики 18, 20 и 21 троичных символов подключены к выходам соответствующих демодуляторов 14, 15 и 16 информационных сигналов, выходы корректоров 22, 19 и 17 ошибок передачи соединены соответственно с первым 31, вторым 32 и третьим 33 входами формирователя 23 общего потока сообщений, выход которого подключен ко входу декоммутатора 24, N выходов которого 34₁, 34₂, …, 34_N являются выходами устройства.

Структурная схема формирователя 5 логического троичного кода не имеет отличий от прототипа.

В результате предлагаемых преобразований двоичный код сформированного коммутатором 4 группового сигнала, составленный из последовательности двоичных символов «0» и «1», преобразуют в троичный код, представленный символами «S₀», «S₁» и «S₂», которые ассоциируют с амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ), и символами «T₀», «1,5T₀» и «2T₀», представляющими собой широтно-импульсную модуляцию (ШИМ).

Устройство функционирует следующим образом. На выходах датчиков 1₁, 1₂, …, 1_N (фиг. 4) формируют дискретные значения контролируемых телеметрируемых параметров (ТМП), которые поступают в блок 2 уплотнения и синхронизации сигналов, в котором производят преобразование двоичного кода, состоящего из символов «0» и «1», в троичный код, представленный символами «S₀», «S₁», «S₂» с первичной амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ) их значений и одновременно символами «T₀», «1,5T₀» и «2T₀» при использовании первичной широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Кроме того, признаки троичных символов «S₂» и «2T₀», которые формируют на выходе 9 формирователя 5 логического троичного кода, подсчитывают в формирователе 6 синхросигналов. Результаты счета кодируют с использованием двоичного кода и передают вместе с синхросигналом в коммутатор 4, который вставляет их в начало следующего телеметрического кадра.

В передатчике 3 производят тройную модуляцию несущей сигнала, подлежащего передаче по каналу связи 10, в результате чего, например, первичную амплитудно-импульсную модуляцию (АИМ) видеосигнала преобразуют одновременно во вторичную частотную модуляцию несущей сигнала и соответствующую ей амплитудную модуляцию частотно-модулированного (ЧМ) сигнала, широтно-импульсную модуляцию (ШИМ) видеосигнала преобразуют в фазовую модуляцию (ФМ) несущей сигнала. Таким образом, реализуют трехступенчатую модуляцию в виде: АИМ₃-ЧМ₃, АИМ₃-АМ₃ и ШИМ₃-ФМ₂ ⁽³⁾.

Для уменьшения внеполосных излучений при использовании предлагаемого изобретения обеспечивают непрерывность первой производной формируемых для передачи частотно-модулируемых сигналов на границах символов «S₀», «S₁», «S₂». Это может быть обеспечено за счет переноса момента перехода от одного радиосимвола «S₀», «S₁», «S₂» к другому (ему противоположному) не в середине синусоиды радиоволны, а на ее вершине, когда их производные, полученные по предшествующему сигналу одной частоты и сигналу другой частоты, приходящему ему на смену, равны.

В результате применения способа реализуют следующую схему трехступенчатой модуляции:

Переход от двоичного цифрового группового сигнала ГС<x>₂ к трехступенчатой модуляции следующих двух типов: АИМ₃→ЧМ₃, АИМ₃→АМ₃ и ШИМ₃→ФМ₂ ⁽³⁾, приводит к тому, что каждый переданный троичный символ S_i способен нести в 1,6 раза больше информации по сравнению с двоичным кодом. Этот вывод следует из соотношения log₂3=1,6.

Трехмерный способ модуляции кодов с основанием три, который проиллюстрирован на фиг. 1, обеспечивает возможность объединения различных методов модуляции, реализованных на основе одной и той же несущей частоты сигнала. При этом трехосновные сигналы АИМ, представленные символами троичного кода «S₀», «S₁» и «S₂», преобразуют, например, в частоты «ƒ₂=ƒ_н-Δƒ_д», «ƒ₁=ƒ_н+Δƒ_д» и «ƒ₀=ƒ_н» соответственно, где ƒ_н - значение несущей частоты сигнала, a Δƒ_д - значение девиации частоты. Таким образом, каждому из троичных символов соответствует свое значение частоты ƒ₂, ƒ₁, ƒ₀ (фиг. 1). Кроме того, на границах интервалов трехосновного кодирования, соответствующего символам троичного кода «T₀», «1,5T₀» и «2T₀», частоты ƒ₂, ƒ₁ и ƒ₀ модулируют в соответствии с первичной модуляцией ШИМ₃ по фазе. В результате получают два состояния изменения фаз на 180°, которые совпадают с импульсами ШИМ₃. Полученную модуляцию обозначают как ФМ₂ ⁽³⁾.

Вследствие этого границы интервалов трехосновного кодирования выделяют трижды: первый раз частотным детектором из-за происходящих изменений частоты, второй раз амплитудным детектором, так как амплитуды соответствующих частот ƒ₂, ƒ₁ и ƒ₀ принимают значения: A₀, A₁ и A₂, и третий раз - фазовым детектором, устанавливающим факт изменения фазы промодулированной частоты на 180°.

Это способствует дальнейшему развитию способа [4], так как, помимо частотной и фазовой модуляции, используют еще и амплитудную модуляцию несущей сигнала. При этом амплитудное детектирование не имеет принципиальных отличий от существующей практики амплитудной демодуляции. Для частотного детектирования переданного сигнала на приемной стороне используют три параллельных канала детектирования, в каждом из которых узкополосным фильтром, установленным на входе выделяют фрагменты сигнала, соответствующие частотам ƒ₂, ƒ₁ и ƒ₀, в каждом из которых местными генераторами, подстраиваемыми под входной сигнал по частоте и амплитуде, заполняют временные интервалы, соответствующие передаче других частот.

Восстановленные таким образом три копии группового сигнала, соответствующие частотам ƒ₂, ƒ₁, ƒ₀ и амплитудам A₀, A₁, A₂, подвергают одновременной фазовой демодуляции в каждом из трех каналов.

Таким образом, достигается технический результат, заключающийся в следующем:

- в уплотнении сигналов в канале связи и расширении на этой основе его пропускной способности;

- в обеспечении контроля и исправления ошибок, обусловленных действием помех различного происхождения;

- в повышении скрытности передачи данных за счет одновременно используемых различных способов преобразования сообщений - существующего двоичного представления синхрослов и предлагаемого троичного кодирования передаваемой содержательной информации.

Предлагаемое изобретение может быть использовано для повышения энергетического потенциала радиолинии «Борт-Земля» при передаче телеметрической информации (ТМИ) от баллистических ракет (БР), ракет-носителей (РН), разгонных блоков (РБ) и космических аппаратов (КА) в условиях их испытаний и штатной эксплуатации (ШЭ). Оно составляет основу построения новой адаптивной системы информационно-телеметрического обеспечения (СИТО) испытаний БР и ШЭ ракетно-космической техники (РКТ), эффективность которой повышают за счет использования более эффективного по сравнению с известными аналогами помехоустойчивого кодирования. Его основу составляет предлагаемый в предлагаемом изобретении переход от традиционного двоичного кода к замещающему троичному логическому кодированию.

При применении предлагаемого изобретения будет обеспечено повышение эквивалентной энергетики передаваемых бит информации на 3-6 дБ. При этом будут уменьшены не менее чем в 1,5 раза требования по уменьшению скорости передачи информации и не менее чем в 1,33 раза требования, предъявляемые к полосе пропускания канала связи, что имеет особое значение в условиях быстро растущих потоков передаваемых сообщений.

В результате использования предлагаемого изобретения будет обеспечена дополнительная возможность обнаружения и исправления ошибок без введения избыточности в передаваемые символы за счет специальной конструкции предлагаемых логических трехосновных кодов. При этом трехосновный код будет замещающим и использоваться только при передаче информации. Для анализа и обработки его могут снова преобразовывать в традиционный двоичный код. Кроме того, подсчитанное на передающей стороне в формирователе 6 число кодовых комбинаций «101» за период, равный длительности телеметрического кадра, сравнивают с принятым и восстановленным числом данных комбинаций в том же телеметрическом кадре на приемной стороне, а их разность используют для оценивания качества канала связи, а также показателей целостности и достоверности принятой информации.

Технический результат, предполагающий в новом способе обеспечение сопоставимости результатов демодуляции традиционной относительной фазовой модуляции (ОФМ) с основанием два, применяемой для передачи по основному каналу связи, и предлагаемой троичной фазовой модуляции с основанием два (ФМ₂ ⁽³⁾), основу которой составляют логические помехоустойчивые коды с основанием три, представленные символами (S₀ и T₀, S₁ и T₁, S₂ и T₂), и которую используют для передачи информации как по основному, так и по дублирующему радиоканалу, с изменением фазы передаваемого сигнала на 180° в моменты времени, определяющие границы длительности импульсов сформированного трехосновного кода «T₀», «1,5T₀» и «2T₀», где T₀ - продолжительность двоичного символа «0» или «1» первичного двоичного кода, обеспечивают тем, что на приемной стороне контроль целостности и достоверности передачи информации осуществляют на основе совпадения моментов времени изменения фаз передаваемого сигнала на 180° в обоих каналах связи и времен появления сигналов тактовой (символьной) синхронизации, совпадающих с границами смены двоичных символов исходного группового сигнала, при этом моменты совпадения определяют начало символа двоичного кода «1» восстанавливаемого при приеме исходного группового сигнала, а на основе всех других моментов изменения фаз, которые не совпали по времени в основном и дублирующем канале передачи информации, используют для определения признаков формирования символов двоичного кода «0» восстанавливаемого при приеме исходного группового сигнала, начало которых совпадает с моментами поступления соответствующего сигнала тактовой (символьной) синхронизации, возможные ошибки передачи, появляющиеся в условиях действия помех, исправляют за счет избыточности логического помехоустойчивого кода с основанием три (T_i i=0, 1, 2), границы символов которого определяют на основе фазовой модуляции, предполагающей изменение фаз на 180° в соответствующие границам троичных символов (T_i, i=0, 1, 2) моменты времени.

Устройство для осуществления способа (фиг. 4), содержащее на передающей стороне передатчик и датчики, выходы которых соединены с соответствующими входами блока уплотнения и синхронизации сигналов, включающего в себя коммутатор, формирователь логического троичного кода и формирователь синхросигналов, при этом N входов коммутатора являются входами блока уплотнения и синхронизации сигналов, а выход коммутатора соединен со входом формирователя логического троичного кода, один из выходов которого является выходом блока уплотнения и синхронизации сигналов, а второй выход подключен ко входу формирователя синхросигналов, выход которого соединен с (N+1)-м входом коммутатора, выход передатчика через канал связи подключен ко входу приемника, имеющего четыре выхода - один служебный выход, подключенный ко входу селектора сигналов синхронизации, и три информационных, соединенных со входами первого, второго и третьего демодуляторов информационных сигналов, соответственно, вторые входы которых объединены и подключены к первому выходу селектора сигналов синхронизации, второй выход которого соединен с объединенными вторыми входами первого, второго и третьего корректоров ошибок передачи, первые входы которых через соответствующие первый, второй и третий расшифровщики троичных символов подключены к выходам соответствующих первого, второго и третьего демодуляторов информационных сигналов, выходы первого, второго и третьего корректоров ошибок передачи соединены с соответствующими входами формирователя общего потока сообщений, выход которого подключен ко входу декоммутатора, N выходов которого являются выходами устройства.

Предлагаемое изобретение отличается от прототипов и аналогов следующими сущностными характеристиками:

а) оно формирует принципиально новые условия для повышения эффективности систем передачи информации на основе перехода от традиционного позиционного двоичного кодирования к более экономичному троичному коду;

б) оно создает основу для усиления заявленного технического эффекта при объединении различных видов помехоустойчивого кодирования.

При использовании предлагаемого способа также появляется технический результат, позволяющий без существенных доработок представить аналоговые сигналы аналоговых и совмещенных телеметрических систем (фиг. 5) [5] на выходе передающих устройств как цифровые.

При этом только за счет комбинированной модуляции несущей сигнала аналоговые значения, соответствующие значениям 0%, 50% и 100% шкалы их представления (фиг. 5) ([5], «Современная телеметрия в теории и на практике / Учебный курс», Спб.: Наука и Техника, 2007. - 672 с., стр. 248), формируют как данные, представленные цифровым кодом с основанием три, с последующей формальной их заменой на символы троичного кода «S₀» и «T₀», «S₁» и «T₁», «S₂» и «T₂».

Практическая значимость такой замены значительна, поскольку аналоговые телеметрические системы по-прежнему остаются наиболее востребованными в отечественной практике при обеспечении измерений быстроменяющихся параметров (БМП).

В результате предлагаемой замены, например, соответствующие аналоговые сигналы в совмещенной БРТС «Сириус» (фиг. 5) ([5], стр. 244-250) будут при приеме восприниматься как цифровые, соответствующие при расшифровке следующим двоичным комбинациям: 1) аналоговое значение 0% шкалы представления должно восприниматься как кодовые комбинации (00 или 11) двоичного кода: (0%↔(«S₀» и «T₀»)↔(00, 11)), 2) аналоговое значение 50% шкалы представления будет соответствовать (↔) однозначной кодовой комбинации двоичного кода (101): (50%↔(«S₂» и «T₂»)↔(101)), 3) аналоговое значение 100% шкалы представления будет восприниматься как кодовые комбинации (10, 001) (100%↔(«S₁» и «T₁»)↔(10, 001)).

В результате такой формальной замены в БРТС «Сириус» синхросигнал основного коммутатора-формирователя (ОКФ), называемый «уровень маркера» (39 и 40 каналы, а также активная пауза между ними), и соответствующий 50% аналоговой шкалы представления значений будут при приеме отождествляться с символами троичного кода S₂ S₂ S₂, что соответствует следующей избыточной расшифровке двоичного кода: 101101101 или же 1010101 при ее сжатом представлении. Поскольку в БРТС «Сириус» применяют модуляцию типа АИМ-ЧМ: АИМ₂-ЧМ₂, АИМ₄-ЧМ₄ для передачи информации о медленноменяющихся параметрах (ММП), а также АИМ-ЧМ для передачи БМП, то использование предлагаемого троичного кода «S₀», «S₁» и «S₂» позволит заменить АИМ₂-ЧМ₂, АИМ₄-ЧМ₄ на АИМ₃-ЧМ₃ с использованием трех фиксированных значений частоты передаваемого сигнала «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», где f_н - значение несущей частоты сигнала, a Δf_д - значение девиации частоты, равное для БИТС «Сириус» 800 КГц. В случае использования 4-позиционного кода ЧМ₄ представлена следующими соответствиями: 1) кодовая комбинация «00»↔0%↔f₂=f_н-Δf_д; 2) кодовая комбинация «01»↔33%↔f₃=f_н-Δf_д/4; 3) кодовая комбинация «10»↔67%↔f=f_н+Δf_д/4; 4) кодовая комбинация «11»↔100%↔f₁=f_н+Δf_д. Также при передаче аналогового сигнала «бортовая калибровка (БК)» (30 канал), представляющем собой синусоидальное колебание 1000 Гц, опрашиваемое с частотой F_оп=8000 Гц, снимаемые значения также имеют вид 4-позиционного кода (фиг. 5). Следовательно, также не существует принципиальных сложностей по переводу аналогового сигнала БК (30 канал) в предлагаемый 3-позиционный код. При этом существующая 2-позиционная и 4-позиционная структура кодирования (фиг. 5) будет заменена предлагаемым 3-позиционным кодом «S₀, T₀», «S₁, T₁» «S₂, T₂» с одновременной модуляцией АМ₃+ЧМ₃+ФМ₂ ⁽³⁾.

Таким образом, технический эффект будет проявляться в возможности наиболее простого перехода в существующих аналоговых БРТС к цифровым методам передачи информации.