СПОСОБ СЖАТИЯ ЛЧМ СИГНАЛА И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

Группа изобретений относится к радиолокации и может использоваться в качестве цифрового фильтра сжатия ЛЧМ сигнала.

Известны способ и устройство сжатия ЛЧМ сигнала (Трансверсальный аналоговый фильтр для приема ЛЧМ сигнала диапазона СВЧ: пат. №2591475 Российская Федерация: МПК Н03Н 15/00 / В.В. Дженов, А.Г. Батин, С.В. Аверкин; заявитель и патентообладатель ОАО «ОКБ - Планета» - №2015131247/08; заявл. 27.07.2015; опубл. 20.07.2016 Бюл. №20.), а так же цифровой вариант (Рабинер Л., Голд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов / Под редакцией Ю.Н. Александрова. М.: Мир, 1978. 848 с. [способ и устройство Фиг. 2.23]). Способ заключается в последовательном умножении дискретных выборок входного ЛЧМ сигнала на коэффициенты фильтра и суммировании этих произведений.

Устройство для реализации данного способа содержит линию задержки с N отводами, N коэффициентов фильтра и сумматор на N входов.

Недостатком этого устройства является большой объем выполняемых арифметических операций умножений на коэффициенты фильтра сжатия (Гольденберг Л.М. и др. Цифровая обработка сигналов: Учеб. пособие для вузов / Л.М. Гольденберг, Б.Д. Матюшкин, М.Н. Поляк. - 2-изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1990. - 256 с.: ил. [§2.10 стр. 69]).

Известны более эффективные способ и устройство сжатия ЛЧМ сигнала (Справочник по радиолокации. / Под ред. М.И. Сколника. Пер. с англ. под общей ред. B.C. Вербы. 2 книгах. Книга 2. Москва: Техносфера, 2014. - 1293 с., ISBN 978-5-94836-381-3. [способ и устройство, рис. 25.34]). Способ заключается в суммировании относительно центра по две дискретные выборки, первая с последней, вторая с предпоследней и т.д., умножении их на соответствующие коэффициенты фильтра и суммировании этих произведений.

Устройство для реализации этого способа содержит линию задержки с N отводами, для N четное: N/2 сумматоров на два входа, N/2 коэффициентов фильтра и сумматор на N/2 входа, а для N нечетное: (N-1)/2 сумматоров на два входа, (N+1)/2 коэффициентов фильтра и сумматор на (N+1)/2 входа.

Недостатком этого устройства также является большой объем выполняемых арифметических операций умножений на коэффициенты фильтра сжатия и суммирований.

Известны также способ и устройство сжатия ЛЧМ сигнала, выбранные в качестве прототипа (http://www.mes-conference.ru/data/vear2010/papers/m10-103-46801.pdf Е.С. Янакова. Методы согласованной фильтрации широкополосных сигналов с минимальными временными задержками [способ и устройство, рис. 3]). Данный способ подапертур заключается в аппроксимации линейной импульсной характеристики фильтра сжатия ступенчатой функцией, на значения которых настроены соответствующие полосовые фильтры, последовательной полосовой фильтрации входного сигнала и суммированием результатов фильтрации.

Устройство для реализации этого способа содержит линию задержки с Q отводами, Q полосовых фильтров и сумматор на Q входа, где Q=N^1/2.

Недостатком этого устройства является наличие на его выходе "искажающего" сигнала - парные "эхо" (Лезин Ю.С. Введение в теорию и технику радиотехнических систем: Учеб. пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1986. [§8.4.4 стр. 141]).

Техническим результатом группы изобретений является сокращение числа арифметических операций за счет преобразования трансверсального фильтра к рекурсивному виду.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе цифрового фильтра сжатия ЛЧМ сигнала, включающем суммирование последовательных N выборок входного сигнала, умноженных на коэффициенты фильтра, сумма последовательных N1 выборок, предварительно отфильтрованных в соответствующих N1 рекурсивных фильтрах, суммируется с входным сигналом, задержанным на N тактов.

Здесь , где - коэффициент дискретизации, равный отношению интервала временных выборок по Котельникову с частотой Найквиста к интервалу заданных выборок в устройстве, а k и m являются целыми, положительными числами, отличными от нуля.

В устройстве для осуществления способа указанный технический результат достигается тем, что в устройство сжатия ЛЧМ сигнала, содержащее линию задержки с отводами и многовходовой сумматор, согласно изобретению, введены N1 рекурсивных фильтров, входы которых подключены к соответствующим отводам линии задержки с отводами и линия задержки на N тактов, вход которой подключен к первому отводу и является входом устройства, а выходы рекурсивных фильтров и выход линии задержки на N тактов подключены к входам многовходового сумматора, выход которого является выходом устройства.

Поясним суть изобретения.

Исходная передаточная функция цифрового фильтра сжатия, согласованного с ЛЧМ сигналом определяется выражением

где: W=exp(-j⋅2π/N) - общепринятое в литературе обозначение;

z^-n - задержка на n тактов;

N - количество дискретных интервалов;

n - дискретная переменная, изменяется в пределах от 0 до N;

- коэффициент дискретизации, равный отношению интервала временных выборок по Котельникову с частотой Найквиста к интервалу заданных выборок в устройстве.

Здесь, согласно изобретению, переменная n заменяется на сумму двух других переменных, связанных соотношением n=n2⋅N1+n1,

где: n1 - новая переменная первой размерности, изменяется от 0 до N1-1;

n2 - новая переменная второй размерности, изменяется от 0 до N2-1.

Причем из условия изменения дискретной переменной и граничные значения введенных переменных связаны соотношением N=N1⋅N2 и где: k и m являются целыми положительными числами, отличными от нуля.

С учетом заданных условий и пределов, передаточная функция (1) по дискретной переменной n преобразуется к двумерному виду по новым переменным n1 и n2,

В этом выражении первый сомножитель перед фигурными скобками на результат сжатия не влияет, к тому же всегда можно задать частоту дискретизации, связанную с коэффициентом , а целочисленные значения k и m выбрать такими, чтобы экспоненциальный сомножитель максимально упростился. Зависимость граничных значений N1 и ⋅N2 от заданных чисел k и m, а также коэффициента дискретизации , который выбирается для заданного значения N из условий, что N1 и ⋅N2 целые числа, определяются однозначно в таблице 1.

Последовательность значений экспоненциального сомножителя в зависимости от переменной n2 представляет собой ряд циклически повторяющихся значений в таблице 2, а после их группировки сумма ряда по дискретной переменной n2 преобразуется к простому алгебраическому выражению.

Поэтому передаточная двумерная функция (2) по дискретным переменным n1 и n2 преобразуется к передаточной функции по переменной n1, каждый член ряда которой представляет собой n1-ую передаточную функцию рекурсивного фильтра h(z)_n1,

где: h(z)_n1 - рекурсивный фильтр, характеристики которого определяются коэффициентом дискретизации и заданными целыми числами k и m, причем N, N1 и ⋅N2 также являются целыми числами. Вид алгебраического выражения определяет структуру рекурсивного фильтра и зависит от заданных чисел k, m, и N2, а с учетом введенных обозначений: ; ; E1=exp(j⋅π/3) и Е2=exp(j⋅π/4), описывается тождеством:

При k=2; m=1 и N2-любое целое,

При k=1; m=1 и N2 - любое целое,

При k=1; m=2 и N2 - четное,

При k=1; m=2 и N2 - нечетное,

При k=1; m=3 и mod₃(N2)=0,

При k=1; m=3 и mod₃(N2)=1,

При k=1; m=3 и mod₃(N2)=2,

При k=1; m=4 и mod₄(N2)=0,

При k=1; m=4 и mod₄(N2)=1,

При k=1; m=4 и mod₄(N2)=2,

При k=1; m=4 и mod₄(N2)=3,

И т.д.

Согласно заявляемому способу сжатия ЛЧМ сигнала с учетом полосы и длительности входного сигнала выбираются целые числа k и m, а также коэффициент дискретизации , такие, чтобы N, N1 и ⋅N2 были целыми числами. В соответствии с выбранными числами k и m определяется ряд циклически повторяющихся значений экспоненциального сомножителя, однородные члены группируются, а сумма членов ряда по дискретной второй размерности n2 сводится к простому алгебраическому выражению, которое определяет структуру рекурсивного фильтра и соответственно количество арифметических операций. Описанный способ преобразования передаточной функции трансверсального фильтра к любому из видов рекурсивных фильтров выполняется без каких либо экстраполяций и приближений. Поэтому при искажениях входного сигнала, отклонении от линейности или доплеровском смещении частоты результаты такого сжатия абсолютно совпадают с классическими результатами, описанными для трансверсального фильтра. При этом количество наиболее затратных аппаратно-программных операций умножения сокращается пропорционально корню квадратному из базы ЛЧМ сигнала, т.е. чем больше длительность и полоса входного сигнала, тем больше аппаратно-программный выигрыш. Так, например, для базы сигнала D=200 число операций умножения сокращается в 7 раз, для D=400- в 10 раз, а для D=800- в 14 раз.

Охарактеризованная указанными выше существенными признаками группа изобретений на дату подачи заявки не известна в Российской Федерации и за границей и отвечает требованиям критерия "новизна".

Заявителем не выявлены технические решения, имеющие признаки, совпадающие с совокупностями отличительных признаков заявляемых изобретений, обеспечивающих достижение заявляемого технического результата, в связи с чем можно сделать вывод о соответствии изобретений условию патентоспособности "изобретательский уровень".

Изобретения могут быть реализованы промышленным способом с использованием известных технических средств, технологий и материалов и соответствуют требованиям условия патентоспособности "промышленная применимость".

Изобретения поясняются графическими материалами, где на фиг. 1 изображена обобщенная структурная схема цифрового фильтра сжатия ЛЧМ сигналов; в качестве примера на фиг. 2 показана временная осциллограмма модуля дискретных выборок сжатого ЛЧМ сигнала с базой D=200 при удвоенной частоте дискретизации =2, количество дискретных выборок N=400; на фиг. 3.1 изображена структурная схема n1-ой рекурсивной части этого фильтра сжатия, где: k=1, m=2, N1=20 и N2=20; на фиг. 3.2 изображена структурная схема n1-ой рекурсивной части фильтра сжатия с базой D=400, =2 и N=800, где: k=1, m=4, N1=20 и N2=40; на фиг. 3.3 изображена структурная схема n 1-ой рекурсивной части фильтра сжатия с базой D=800, =2 и N=1600, где: k=1, m=8, N1=20 и N2=80.

Цифровое устройство сжатия ЛЧМ сигнала, реализующее заявляемый способ, содержит (фиг. 1) линию задержки с отводами 1, многовходовой сумматор 2, N1 рекурсивных фильтров 3, входы которых подключены к соответствующим отводам линии задержки с отводами 1 и линию задержки на N тактов 4, вход которой подключен к первому отводу и является входом устройства, а выходы рекурсивных фильтров 3 и выход линии задержки на N тактов 4 подключены к входам многовходового сумматора 2, выход которого является выходом устройства.

Структура рекурсивных фильтров 3, подключенных к отводам линии задержки 1, определяется коэффициентом дискретизации и заданными целыми числами k и m (В.С. Щербаков. Методы и условия преобразования фильтра сжатия линейно модулированных по частоте сигналов к рекурсивному виду. Журнал радиоэлектроники [электронный журнал]. 2017. №12. Режим доступа: http://jre.cplire.ru/jre/dec17/3/text.pdf).

Цифровое устройство сжатия ЛЧМ сигнала работает следующим образом. Дискретные выборки входного сигнала последовательно с каждым тактом продвигаются по ячейкам памяти линии задержки с отводами 1 и линии задержки на N тактов 4, а в линиях задержек рекурсивных фильтров 3 эти выборки предварительно умножаются на соответствующие коэффициенты. Поэтому каждая выходная выборка формируется из суммы N1 значений, считанных с выходов рекурсивных фильтров и выхода линии задержки на N тактов 4. По мере продвижения дискретных выборок входного сигнала заполняются ячейки памяти в линиях задержек рекурсивных фильтров 3. Таким образом, каждая последующая выходная выборка также формируется из суммы значений, считанных с выхода линии задержки на N тактов 4, и суммы N1 значений, считанных с выходов рекурсивных фильтров, при формировании которых уже принимают участие предыдущие значения входного сигнала, умноженные на соответствующие коэффициенты.