Результат интеллектуальной деятельности: СПОСОБ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ АНАЛОГОВОГО СИГНАЛА В ЦИФРОВОЙ КВАДРАТУРНЫЙ КОД И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

Группа изобретений относится к радиолокации и может использоваться в качестве цифрового приемника для преобразования аналогового сигнала на промежуточной частоте (ПЧ) с понижением в цифровой квадратурный код.

Известны способ и устройство преобразования (Справочник по радиолокации. / Под ред. М.И. Сколника. Пер. с англ. под общей ред. B.C. Вербы. В 2 книгах. Книга 2. Москва: Техносфера, 2014. - 680 с., ISBN 978-5-94836-381-3 [способ, рис. 25.8 и устройство, рис. 25.9]). Способ заключается в аналоговом переносе сигнала на нулевую частоту с разложением его на квадратурные составляющие, низкочастотной фильтрации спектра квадратурных составляющих с последующим преобразованием их в цифровой код.

Устройство для реализации данного способа содержит два умножителя, гетеродин, генерирующий опорные сигналы, сдвинутые по фазе на π/2, два низкочастотных фильтра и два аналого-цифровых преобразователя (АЦП).

Недостатками этого устройства являются несовпадение коэффициентов усиления в квадратурных каналах и отклонение между ними фазы от π/2 из-за аппаратных погрешностей и воздействующих внешних факторов.

Известны также устройства "Когерентный приемник РЛС с цифровым устройством для амплитудной и фазовой корректировки квадратурных составляющих приемного сигнала", патент РФ №2273860, 10.04.2006, бюл. №10, и "Быстрая калибровка синфазно-квадратурного дисбаланса", патент РФ №2407199, 20.12.2010, бюл №35. Все они в полной мере не решают поставленных перед ними задач, т.к. выравнивание между каналами коэффициентов усиления и фазового смещения также осуществляется с аппаратной погрешностью. Кроме этого, при обработке широкополосных сигналов смещение фазы и коэффициент усиления в общем случае не постоянны в полосе сигнала, что также ограничивает возможности использования этих устройств. При этом возрастает объем аппаратуры, энергопотребление и снижается надежность.

Известны также способ и устройство преобразования, выбранные в качестве прототипа (Справочник по радиолокации. / Под ред. М.И. Сколника. Пер. с англ. под общей ред. B.C. Вербы. В 2 книгах. Книга 2. Москва: Техносфера, 2014. - 680 с., ISBN 978-5-94836-381-3 [способ, рис. 25.10 и устройство, рис. 25.11]). Способ заключается в преобразовании сигнала на промежуточной частоте (ПЧ) F₀ в цифровой код, переносе на нулевую частоту с разложением его на квадратурные составляющие и последующей низкочастотной фильтрации их в каждом канале.

Устройство для реализации этого способа содержит АЦП, два цифровых умножителя, цифровой гетеродин, генерирующий опорные сигналы с тактовой частотой АЦП, сдвинутые по фазе на π/2, а также два цифровых низкочастотных фильтра и два дециматора.

Недостатками этого способа и устройства являются высокая частота дискретизации, большое число выполняемых арифметических операций и большое энергопотребление.

Техническим результатом группы изобретений являются: уменьшенная частота дискретизации относительно частоты обрабатываемого сигнала на ПЧ за счет стробоскопического эффекта, сокращенное число арифметических действий за счет упрощения операций разложения на квадратурные составляющие и фильтрации, высокая идентичность квадратурных составляющих за счет линейной аппроксимации амплитуд дискретных выборок, а также пониженное энергопотребление.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе преобразования аналогового сигнала на ПЧ F₀ с понижением в цифровой квадратурный код согласно изобретению из сигнала на ПЧ F₀ считываются дискретные выборки с частотой ƒ_t и разделяются на квадратурные составляющие, при этом частота дискретизации задается равной учетверенной частоте ƒ₀, которая соответствует отношению несущей частоты F₀ входного ПЧ сигнала к стробоскопическому коэффициенту, равному (4⋅N-3), где N - число стробоскопических интервалов, при этом частота ƒ₀ расположена в первом интервале, a F₀ - в N-м частотном интервале.

При заданной частоте дискретизации разложение дискретных выборок на квадратурные составляющие упрощается, амплитуда опорного сигнала на этой частоте дискретизации принимает целочисленные значения: 1, 0 и -1, при этом для формирования амплитудных выборок в синфазном канале на опорный вход умножителя поступает циклически повторяющаяся последовательность: 1, 0, -1 и 0, а для формирования дискретных амплитудных выборок в квадратурном канале в это же время поступает циклически повторяющаяся последовательность: 0, -1, 0 и 1.

Также упрощается и фильтрация низкочастотных составляющих с прореживанием в каждой квадратуре, суть которой заключается в исключении нулевых выборок, а отличие амплитудных выборок в квадратурных каналах от истинных значений, обусловленных разным временем их считывания, компенсируется линейной аппроксимацией.

В устройстве для осуществления способа указанный технический результат достигается тем, что в устройство преобразования аналогового сигнала на ПЧ F₀ с понижением в цифровой квадратурный код, содержащее аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и два умножителя (УМН), информационные входы первого и второго умножителей подключены к выходу АЦП, цифровой гетеродин с цифровым управлением (ЦГЦУ), выходы которого подключены к соответствующим опорным входам УМН, тактовые входы ЦГЦУ и АЦП объединены и на них поступает тактовая частота, а на информационный вход АЦП поступает сигнал на ПЧ, согласно изобретению введены вычитатель (ВЫЧ), линия задержки на такт (ЛЗТ) и два сумматора (СУМ), при этом выход ЛЗТ соединен с первым входом первого СУМ, а второй вход первого СУМ и вход ЛЗТ соединены с выходом первого УМН, выход второго УМН соединен с первым входом второго сумматора и вычитающим входом ВЫЧ, а выход первого СУМ соединен со вторым входом второго СУМ и вычитаемым входом ВЫЧ, при этом выходы второго СУМ и ВЫЧ являются выходами устройства.

Согласно заявляемому способу преобразования сигнала на ПЧ выбирается число N стробоскопических интервалов из условия, при котором полоса обрабатываемого сигнала как минимум вдвое уже каждого интервала. В соответствии с выбранным числом интервалов задается тактовая частота ƒ_t=4F₀/(4⋅N-3), которая поступает на тактовые входы АЦП и ЦГЦУ. На вход АЦП поступает вещественный аналоговый сигнал вида cos(2π⋅F₀⋅ƒ_t+ϕ), а с его выхода последовательно считываются выборки X_n=cos(π⋅n/2+ϕ). На выходе ЦГЦУ формируются два опорных сигнала, сдвинутых относительно друг друга на π/2, которые в силу заданного соотношения ƒ_t/ƒ₀=4 принимают значения: 1, 0, -1, 0, 1, 0 и т.д. Поэтому операции умножения при разделении квадратурных составляющих упрощаются и выполняют функции ключей, которые пропускают сигнал на выход без изменения, блокируют его или инвертируют знак, причем если в одном канале сигнал пропускается на выход, то в другом блокируется, и наоборот. Таким образом, с выхода первого умножителя-ключа считывается массив четных выборок (-1)ⁿ⋅X_2n, а с выхода второго умножителя-ключа считывается массив нечетных выборок (-1)ⁿ⁺¹⋅X_2n+1, при этом нулевые выборки, определяемые опорным сигналом, исключаются. Такое исключение нулевых выборок равнозначно децимации, поэтому частота тактирования на выходах умножителей-ключей уменьшается вдвое. Отклонение от ортогональности квадратурных составляющих из-за не одновременного, а поочередного считывания дискретных выборок (-1)ⁿ⋅X_2n и (-1)ⁿ⁺¹⋅X_2n+1 компенсируется линейной экстраполяцией в соответствии с системой равенств

Охарактеризованная указанными выше существенными признаками группа изобретений на дату подачи заявки не известна в Российской Федерации и за границей и отвечает требованиям критерия "новизна".

Заявителем не выявлены технические решения, имеющие признаки, совпадающие с совокупностями отличительных признаков заявляемых изобретений, обеспечивающих достижение заявляемого технического результата, в связи с чем можно сделать вывод о соответствии изобретений условию патентоспособности "изобретательский уровень".

Изобретения могут быть реализованы промышленным способом с использованием известных технических средств, технологий и материалов и соответствуют требованиям условия патентоспособности "промышленная применимость".

Изобретения поясняются графическими материалами, где на фиг. 1 изображена частотная ось с указанными на ней значениями частоты тактирования, исходного сигнала, а также сигналов в каждом стробоскопическом интервале; на фиг. 2 показана временная осциллограмма с редкими выборками из нее; на фиг. 3 представлены осциллограммы квадратурных составляющих сигнала на выходе умножителей; на фиг. 4 представлены осциллограммы квадратурных составляющих сигнала после линейной аппроксимации их амплитуд; на фиг. 5 показан в фазовой плоскости квадратурный сигнал до ортогонализации составляющих; на фиг. 6 показан в фазовой плоскости квадратурный сигнал после ортогонализации составляющих; на фиг. 7 представлена зависимость коэффициента подавления помех от допплеровских фаз до ортогонализации и после; на фиг. 8 показана структурная схема устройства преобразования аналогового сигнала в цифровой квадратурный код.

В способе преобразования аналогового сигнала в цифровой код согласно изобретению:

- выбирается частота тактирования ƒ_t, значение которой определяет длительность стробоскопического интервала, при этом в первом интервале вещественная частота вчетверо меньше тактируемой частоты (на фиг. 1 спектр действительного сигнала в каждом интервале выделен сплошной линией, а комплексный, возникающий в результате дискретизации с частотой тактирования, выделен пунктирной линией). В результате редкого считывания выборок из сигнала с несущей частотой F₀ их значения совпадают с выборками, если бы их считывали из сигнала с несущей частотой ƒ₀ (на фиг. 2 две синусоиды с частотой ƒ₀ и F₀ соответственно, а вертикальные линии с частотой ƒ_t расположены в точках, где амплитуды этих синусоид совпадают);

- массив этих выборок последовательно сортируется по четности, а знаки выборок поочередно инвертируются, и каждый выделенный массив соответствует значениям квадратурных составляющих (на фиг. 3 - осциллограммы выделенных квадратурных составляющих ЛЧМ сигнала, а на фиг. 5 эти же значения представлены в фазовой плоскости, отклонение которых от окружности указывает на нарушение ортогональности);

- затем в одном из массивов выполняется усреднение амплитуд соседних выборок, т.к. дискретные выборки квадратурных значений считывались последовательно в разное время, то усредненное значение соответствует амплитуде, если бы выборки были считаны одновременно в синфазном и квадратурном каналах. После чего выполняется симметричное сложение и вычитание квадратурных составляющих, что равнозначно общему повороту фазы сигнала на π/4, которая на дальнейший результат обработки не влияет, но выравнивает коэффициенты передачи между каналами квадратур (на фиг. 4 показаны осциллограммы квадратурных составляющих ЛЧМ сигнала после линейной аппроксимации амплитуд дискретных выборок, а на фиг.6 эти же значения представлены в фазовой плоскости, которые расположены по окружности, что указывает на высокое качество ортогональности).

Устройство для преобразования аналогового сигнала в цифровой квадратурный код, структурная схема которого представлена на фиг.8, содержит аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 1 и два умножителя (УМН) 3 и 4, информационные входы первого и второго умножителей 3 и 4 подключены к АЦП, цифровой гетеродин с цифровым управлением (ЦГЦУ) 2, выходы которого подключены к соответствующим опорным входам УМН 3 и 4, тактовые входы ЦГЦУ 2 и АЦП 1 объединены и на них поступает тактовая частота, а на информационный вход АЦП 1 поступает сигнал на ПЧ.

Согласно изобретению в устройство введены вычитатель (ВЫЧ) 8, линия задержки на такт (ЛЗТ) 5 и два сумматора (СУМ) 6 и 7, при этом выход ЛЗТ 5 соединен с первым входом первого СУМ 6, а второй вход первого СУМ 6 и вход ЛЗТ 5 соединены с выходом первого УМН 4, выход второго УМН 3 соединен с первым входом второго СУМ 7 и вычитающим входом ВЫЧ 8, а выход первого СУМ 6 соединен со вторым входом второго СУМ 7 и вычитаемым входом ВЫЧ 8, при этом выходы второго СУМ 7 и ВЫЧ 8 являются выходами устройства.

Способ преобразования аналогового сигнала в цифровой квадратурный код реализуется предлагаемым устройством следующим образом.

Вещественный сигнал на ПЧ поступает на информационный вход АЦП, а на тактовые входы АЦА и ЦГЦУ поступает тактовая частота, значение которой много меньше частоты входного сигнала, но которое удовлетворяет требованию ƒ_t=4⋅F₀/(4⋅N-3). На фиг. 2 частота синусоиды входного сигнала для данного примера равна F₀=39 МГц, а тактовая частота равна ƒ_t=12 МГц, с которой считываются амплитудные выборки из входного сигнала, на фиг. 2 они представлены в виде вертикальных линий. Последовательность дискретных выборок X_n с выхода АЦП параллельно поступает на два умножителя-ключа с памятью УМН. В устройстве ЦГЦУ синхронно дискретным выборкам формируются две последовательности, которые в силу условия ƒ_t=4⋅ƒ₀, где ƒ₀ - частота вещественного сигнала в первом стробоскопическом интервале, на фиг. 2 показана пунктирной линией, циклически принимают целочисленные значения: 1, 0, -1 и 0. С выходов ЦГЦУ эти циклически повторяющиеся последовательности, сдвинутые относительно друг друга на такт, одновременно поступают на управляющие входы двух умножителей-ключей с памятью УМН, на первый: 1, 0, -1 и 0, а на второй: 0, -1, 0 и 1. При этом на выходе первого УМН формируется четная последовательность дискретных выборок (-1)ⁿ⋅X_2n, а на выходе второго - нечетная последовательность (-1)ⁿ⁺¹⋅X_2n+1. Причем в момент формирования четных выборок в первом УМН второй не реагирует на нулевые значения по ходу и сохраняет на своем выходе предыдущее значение - нечетную дискретную выборку, такие же действия выполняются и при формировании нечетных дискретных выборок. Таким образом, осуществляется разделение на синфазную и квадратурную составляющие с одновременным прореживанием - децимацией.

С выхода первого УМН четные выборки поступают на вход ЛЗТ и на второй вход первого СУМ, а с выхода ЛЗТ задержанные на такт выборки поступают на первый вход первого СУМ. С выхода второго УМН нечетные выборки поступают на первый вход второго СУМ и вычитающий вход ВЫЧ, а с выхода первого СУМ, после отбрасывания младшего разряда, что равнозначно делению на два, усредненные четные выборки поступают на второй вход второго СУМ и вычитаемый вход ВЫЧ. Окончательно эти действия обеспечивают качественное разделение сигнала на квадратурные составляющие.

Все составные части устройства могут быть выполнены с использованием функционально законченного элемента - АЦП, не требующего сверхвысокой частоты тактирования, и цифровых микросхем любой серии, которые выпускаются в большом ассортименте, или одной микросхемы с повышенной интеграцией - ПЛИС.

Таким образом, предложенный способ преобразования аналогового сигнала в цифровой квадратурный код и устройство для его осуществления позволяют:

- снизить частоту дискретизации относительно частоты обрабатываемого сигнала на ПЧ за счет стробоскопического эффекта;

- сократить число выполняемых арифметических действий за счет упрощения операций разложения на квадратурные составляющие и фильтрации;

- повысить идентичность квадратурных составляющих за счет линейной аппроксимации амплитуд дискретных выборок;

- уменьшить энергопотребление.

Т.к. разбаланс квадратурных составляющих, возникающий в процессе разложения их в цифровом приемнике из-за аппаратных и алгоритмических погрешностей, приводит к появлению зеркального частотного канала, который существенно влияет на качество подавления отраженных сигналов от пассивных помех, то и проверка предложенных способа и устройства осуществлялась с учетом коэффициента подавления методом моделирования.

Моделирование работы устройства преобразования аналогового сигнала в цифровой квадратурный код выполнялась в среде Mathcad с обязательным синтезом отраженного сигнала с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) на промежуточной частоте F₀=39 МГц. Дискретизация осуществлялась на пониженной частоте ƒ_t=12 МГц, что вчетверо больше частоты ƒ₀=3 МГц (фиг. 2) сигнала в первом стробоскопическом интервале. Проверка качества ортогонализации квадратурных составляющих в устройстве выполнялась методом имитации отраженных сигналов во всем диапазоне допплеровских фаз от 0 до π, т.е. от неподвижных местных предметов до первой «слепой» скорости, обработкой их в исследуемом устройстве с последующей компенсацией методом двойного череспериодного вычитания с «поддувом».

Характеристики ЛЧМ сигнала задавались типичные для РЛС обнаружения средней дальности: длительность сигнала Т=10 мкс, а полоса Δƒ=0,8 МГц.

Результаты моделирования, представленные на фиг. 6, - квадратурный ЛЧМ сигнал в фазовой плоскости, подтверждают высокое качество разложения сигнала на квадратурные составляющие в устройстве. На фиг. 7 представлены результаты подавления, где по оси абсцисс отложены значения допплеровской фазы, а по оси ординат - подавление помех в децибелах, методом двойного череспериодного вычитания с «поддувом». Причем разложение сигнала на квадратуры составляющие выполнялось с использованием предложенного устройства, где верхняя линия - результат подавления без аппроксимации амплитуд квадратурных составляющих, и сигналы считывались с выходов умножителей, а нижняя - с учетом линейной аппроксимации, и сигналы считывались с выходов второго сумматора и вычитателя.