Результат интеллектуальной деятельности: СПОСОБ ОБНАРУЖЕНИЯ РАДИОКОНТРАСТНЫХ ОБЪЕКТОВ И ИЗМЕРЕНИЯ СКОРОСТИ И УСКОРЕНИЯ СБЛИЖЕНИЯ ЛЕТАТЕЛЬНОГО АППАРАТА С НИМИ

Настоящее изобретение относится к радиолокации, в частности, к бортовым радиолокационным системам (БРЛС) летательных аппаратов (ЛА), предназначенным для обнаружения радиоконтрастных объектов (РКО) и измерения их координат: углов визирования РКО, дальности до них, скорости и ускорения сближения с ними.

Известны способы обнаружения РКО и измерения их координат, в которых используют некогерентное и когерентное накопление отраженных от РКО радиосигналов [Максимов M.B., Горгонов Г.И. Радиоэлектронные системы самонаведения. - М.: Радио и связь, 1982, с.133-167], [Радиолокационные измерители дальности и скорости. Т.1. В.И. Меркулов, А.И. Перов, В.Н. Саблин и др. - М.: Радио и связь, 1999, с.175-179, 212-213].

Недостатком способов обнаружения РКО, использующих некогерентное накопление отраженных от РКО сигналов, является низкая вероятность правильного обнаружения РКО, особенно при малом отношении сигнал/шум, из-за того, что накопление сигнала осуществляют после нелинейного преобразования сигналов.

Главным недостатком способов, в которых используют когерентное накопление сигналов, является потеря их работоспособности при использовании их для обнаружения маневрирующих РКО при большом (в несколько десятков миллисекунд) времени когерентного накопления, которое необходимо для обнаружения РКО, находящихся на больших (несколько сотен километров) дальностях. Это обусловлено тем, что при наличии отличного от нуля радиального ускорения сближения с РКО, которое имеет место, например, при маневре РКО в горизонтальной или вертикальной плоскостях, в законах изменения времени запаздывания и доплеровской частоты появляются производные второго и более порядков. Это приводит к дополнительной частотной модуляции отраженного от РКО сигнала, расширению полосы его амплитудного спектра и уменьшению его интенсивности до уровня менее порога обнаружения [Acceleration compensation by matched filtering. Патент США №5113194, G 01 S 13/60, 342-106, 12.05.92].

Из известных технических решений наиболее близким (прототипом) является способ обнаружения РКО, основанный на компенсации ускорения РКО [Acceleration compensation by matched filtering. Патент США №5113194, G 01 S 13/60, 342/106, 12.05.92]. В нем: излучают последовательность из N сверхвысокочастотных (СВЧ) радиоимпульсов с периодом повторения Т_п._{Принимают отраженные СВЧ сигналы, фильтруют их от шумов, преобразуют сначала на промежуточную частоту, а затем на низкую частоту, причем образующиеся при преобразовании гармонические составляющие сигналов с удвоенной частотой подавляют за счет фильтрации. Полученные низкочастотные сигналы разделяют на две составляющие: синфазную, имеющую нулевой фазовый сдвиг фазы по отношению к фазе принятых сигналов, и квадратурную, имеющую сдвиг по фазе 90°, и преобразуют их в цифровую форму квантованием по амплитуде и дискретизации по времени, формируя этим М значений амплитуд принятых сигналов на каждом периоде повторения. Полученные значения амплитуд синфазной составляющей сигналов запоминают в виде массива, причем так, что первые М значений амплитуд сигналов (то есть принятых в течение первого периода повторения Тп) запоминают в ячейках первого столбца этого массива, значения амплитуд сигналов, принятых в течение второго периода повторения, запоминают в ячейках второго столбца массива и т.д. до N-го столбца включительно. Аналогично в другом массиве запоминают значения амплитуд квадратурной составляющей принимаемых сигналов.}

В результате описанных действий формируют два массива по M×N чисел, значение каждого из которых пропорционально значению амплитуды сигнала, отраженного от соответствующего интервала дальности.

Далее, для уменьшения уровня боковых лепестков спектра принимаемых сигналов, значения амплитуд сигналов, находящихся в m-й строке каждого из упомянутых массивов (где а черта над символами здесь и далее означает, что переменная, в данном случае m, принимает целочисленные значения от 1 до максимального значения, в данном случае М, с шагом, равным 1) умножают на весовую функцию (т.е. подвергают операции амплитудного взвешивания), формируя этим взвешенные значения амплитуд сигналов, которые запоминают в соответствующих ячейках упомянутых массивов.

Взвешенные значения амплитуд сигналов, находящихся в m-й строке каждого массива, подвергают операции быстрого преобразования Фурье (БПФ) на N точек и результаты операции БПФ запоминают в этих же массивах. Каждая пара соответствующих полученных чисел этих массивов представляет собой две составляющие (действительную и мнимую) комплексной амплитуды спектра отраженного от РКО сигнала.

Далее выполняют многоканальную фильтрацию полученных составляющих комплексной амплитуды спектра принятых сигналов с помощью набора из К/2 полосовых фильтров, полосу пропускания ΔF_пфk каждого из которых задают в соответствии с формулой

где ΔF_БПФ - полоса фильтра БПФ, k - целые числа, максимальное из которых задают исходя из условия максимально возможного ускорения РКО.

Сигнал, полученный на выходе каждого из полосовых фильтров, подвергают операции амплитудного детектирования, т.е. вычисляют модуль комплексного цифрового сигнала. После этого для каждого из упомянутых выше полосовых фильтров вычисляют среднее значение уровня шума в нем и значение порога обнаружения РКО с заданной вероятностью ложной тревоги. Сравнивают значения каждого модуля комплексного цифрового сигнала с соответствующим порогом обнаружения и, если значение модуля комплексного цифрового сигнала превышает порог обнаружения, то принимают решение об обнаружении РКО, иначе принимают решение об его отсутствии.

Основными недостатками рассмотренного способа обнаружения РКО являются: неоднозначность определения ускорения РКО из-за отсутствия операций поиска и выбора максимального сигнала из сигналов, превысивших установленный порог; потеря дальности обнаружения РКО из-за отсутствия полосовых фильтров, полосы пропускания ΔF_пфk которых имеют значения, определяемые формулой

Таким образом, задачей изобретения является обнаружение РКО с высокой вероятностью на максимальной дальности ЛА от них при длительном когерентном накоплении сигналов и измерение скорости и ускорения сближения ЛА с ними.

Поставленная задача достигается тем, что после излучения последовательности СВЧ радиоимпульсов, приема отраженных от РКО сигналов, фильтрации их от шумов, преобразования на низкую частоту и затем в цифровую форму, запоминания значений амплитуд отраженных сигналов, их амплитудного взвешивания, фильтрации с помощью операции БПФ и запоминания результатов операции БПФ, дальнейшую обработку осуществляют следующим образом.

Полученные в результате операции БПФ составляющие комплексной амплитуды спектра принимаемых сигналов фильтруют с помощью К полосовых фильтров, значение волосы пропускания ΔF_пфк каждого из которых задают в соответствии с формулой ΔF_пфк=(k+1)ΔF_БПФ, где - целые числа, причем в процессе фильтрации, в каждом полосовом фильтре вычисляют среднее значение уровня шума и значение порога обнаружения РКО.

Сигнал, полученный на выходе каждого из полосовых фильтров, детектируют и полученную амплитуду сигнала сравнивают с соответствующим значением порога обнаружения РКО: если амплитуда сигнала больше значения порога или равна ему, то формируют сигнал предварительного обнаружения РКО, в противном случае - сигнал предварительного обнаружения РКО не формируют.

Во всех полосовых фильтрах, в которых констатировано предварительное обнаружение РКО, определяют значение отношения сигнал/шум. Окончательное решение об обнаружении РКО делают по результатам сравнения значений отношений сигнал/шум: считают, что сигнал от РКО имеется на выходе того полосового фильтра, значение отношения сигнал/шум в котором максимально. Наряду с этим, по номеру полосового фильтра, в котором обнаружен РКО, определяют среднее значение доплеровской частоты сигнала, отраженного от РКО, и ширину его спектра, а по ним - скорость сближения и ускорение сближения ЛА с РКО, которые выдают потребителям информации.

Итак, согласно предлагаемому способу задают: N - количество излучаемых БРЛС радиоимпульсов, период их повторения Т_п и длину волны λ; Р_лт - значение вероятности ложной тревоги; М - число каналов дальности; численные значения весовой функции W для выполнения операции амплитудного взвешивания; t_кн - время когерентного накопления сигнала; ΔF_БПФ - значение полосы фильтра БПФ, К - целое число, значение которого задают исходя из условия максимально возможного ускорения обнаруживаемого РКО;

- излучают N СВЧ радиоимпульсов с периодом повторения Т_п;

- принимают отраженные от РКО СВЧ сигналы, фильтруют их от шумов, преобразуют сначала на промежуточную частоту, а затем на низкую частоту, причем образующиеся при преобразовании гармонические составляющие сигналов с удвоенной частотой подавляют за счет фильтрации. Полученные низкочастотные сигналы разделяют на две составляющие: синфазную и квадратурную, которые преобразуют в цифровую форму квантованием по амплитуде и дискретизации по времени, формируя этим М значений амплитуд принятых сигналов на каждом периоде повторения Т_п, т.е. М каналов дальности. Полученные значения амплитуд синфазной составляющей низкочастотных сигналов запоминают в виде массива, причем массив формируют так, что первые М значений амплитуд этих сигналов (то есть принятых в течение первого периода повторения Т_п) запоминают в ячейках первого столбца этого массива, следующие М значений амплитуд сигналов, полученных в течение второго периода повторения, запоминают в ячейках второго столбца массива и т.д. до N-го столбца включительно. Аналогично в другом массиве запоминают значения амплитуд квадратурной составляющей низкочастотных сигналов. В результате формируют два массива по M×N чисел, значение каждого их которых пропорционально значению амплитуды принимаемого сигнала, отраженного от соответствующего интервала дальности;

- значения амплитуд сигналов, находящихся в каждой m-й строке каждого массива (где ), умножают на значения составляющих весовой функции W, т.е. формируют этим взвешенные значения амплитуд сигналов, которые запоминают в соответствующих ячейках упомянутых массивов. Заявленный способ при выполнении операции амплитудного взвешивания не накладывает ограничений на вид весовой функции W: в качестве нее может быть использована либо функция, применяемая в прототипе, либо любая другая, например функция Хемминга, описанная в монографии [Кузьмин С.З. Цифровая радиолокация. Ведение в теорию. - Киев.: Издательство КВIЦ, 2000, с.125-126];

- взвешенные значения амплитуд сигналов, находящихся в m-й строке каждого массива, подвергают операции БПФ на N точек, и результаты операции БПФ запоминают в упомянутых массивах. Каждая пара соответствующих полученных чисел этих массивов представляет собой две составляющие (действительную и мнимую) комплексной амплитуды спектра принятого сигнала.

Далее выполняют операции, отличающие предлагаемый способ от прототипа, а именно:

- полученные составляющие комплексной амплитуды спектра принятого сигнала фильтруют с помощью набора из К полосовых фильтров, причем полосу пропускания ΔF_пфк каждого из которых задают в соответствии с формулой

(где ΔF_БПФ - значение полосы фильтра БПФ, k - целые числа, максимальное из которых задают исходя из максимально возможного ускорения РКО).

Заявленный способ не накладывает ограничений на реализацию полосовых фильтров: в качестве них могут быть использованы любые из существующих, например примененные в прототипе полосовые фильтры, реализованные в виде цифровых сумматоров со взвешиванием, обеспечивающие согласованную фильтрацию спектров сигналов с различной полосой спектра и различной центральной частотой;

- затем вычисляют значения модулей комплексных амплитуд спектра принятых сигналов, прошедших через упомянутые полосовые фильтры, детектированием каждой пары комплексных выходных сигналов упомянутых полосовых фильтров;

- в каждом из упомянутых полосовых фильтров известным способом, например, описанным в монографии [Кузьмин С.З. Цифровая радиолокация. Введение в теорию. - Киев: Издательство КВIЦ, 2000, с.146-148], вычисляют среднее значение уровня шума и значение порога обнаружения для обеспечения заданной вероятности ложной тревоги Р_лт;

- сравнивают значения модулей комплексных амплитуд спектра принятых сигналов, прошедших через полосовые фильтры, с соответствующим каждому полосовому фильтру порогом обнаружения, при этом если значение модуля больше значения порога обнаружения или равно ему, то формируют сигнал "Обнаружение РКО предварительное", иначе - упомянутый сигнал не формируют;

- в тех полосовых фильтрах, где сформированы сигналы "Обнаружение РКО предварительное", путем деления квадрата модуля комплексной амплитуды спектра сигнала на среднее значение уровня шума вычисляют значения отношения сигнал/шум и из полученных значений отношений сигнал/шум выбирают максимальное, при этом считают, что фильтр, в котором констатировано максимальное значение отношения сигнал/шум, выделил отраженный от РКО сигнал. Для этого полосового фильтра известным способом, например, описанным в [Кузьмин С.З. Цифровая радиолокация. Ведение в теорию. - Киев.: Издательство КВIЦ, 2000, с.165] по номеру фильтра и его полосе пропускания определяют значение доплеровской частоты сигнала f_д, отраженного от РКО, и ширину его спектра Δf_д, используя которые вычисляют скорость сближения V_сбл ЛА с РКО и ускорение сближения j_сб ЛА с РКО по формулам

где λ - длина волны излучаемых радиосигналов,

f_д - значение доплеровской частоты принятого и обнаруженного сигнала;

где t_кн - время когерентного накопления радиосигналов.

Вычисленные значения скорости и ускорения сближения с РКО выдают потребителям информации.

Для лучшего понимания предлагаемого способа как процесса выполнения действий над материальным объектом с помощью материальных средств и подтверждения возможности осуществления заявляемого изобретения на чертеже представлена структурная схема обнаружителя РКО и измерителя скорости и ускорения сближения ЛА с ними, в котором реализован заявленный способ, где обозначено:

1 - передающее устройство;

2 - антенный переключатель;

3 - антенна;

4 - приемное устройство высокой частоты;

5 - первый смеситель;

6 - гетеродин;

7 - приемное устройство промежуточной частоты;

8 - второй смеситель;

9 - опорный генератор;

10 - фазовращатель;

11 - первый фильтр низких частот;

12 - второй фильтр низких частот;

13 - двухканальный аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

14 - запоминающее устройство (ЗУ);

15 - вычислитель.

Передающее устройство 1 - типовое передающее устройство БРЛС, формирующее мощный импульсный радиосигнал.

Антенный переключатель 2 - типовой коммутатор, осуществляющий подключение выхода передатчика к входу антенны при излучении импульсного радиосигнала и подключение выхода суммарного канала антенны к входу приемника БРЛС при приеме отраженного сигнала.

Антенна 3 - типовая антенна, осуществляющая излучение зондирующего импульсного радиосигнала и прием отраженных от РКО радиосигналов.

Приемное устройство высокой частоты 4 - типовое приемное устройство БРЛС, обеспечивающее усиление, фильтрацию принятых СВЧ радиосигналов.

Первый смеситель 5 - типовое устройство БРЛС, обеспечивающее преобразование принятых СВЧ радиосигналов на промежуточную частоту.

Гетеродин 6 - типовое устройство БРЛС, обеспечивающее генерацию гетеродинного сигнала, необходимого для преобразования принятых СВЧ радиосигналов на промежуточную частоту.

Приемное устройство промежуточной частоты 7 - типовое приемное устройство БРЛС, обеспечивающее усиление и фильтрацию радиосигналов с промежуточной частотой.

Второй смеситель 8 - типовое устройство БРЛС, обеспечивающее преобразование радиосигналов с промежуточной частотой в сигналы с низкой частотой.

Опорный генератор 9 - типовое устройство БРЛС, обеспечивающее генерацию опорного сигнала, необходимого для преобразования радиосигналов с промежуточной частотой в сигналы с низкой частотой.

Фазовращатель 10 - типовое устройство БРЛС, обеспечивающее изменение фазы сигналов на 90°.

Первый фильтр низких частот 11 - типовое устройство БРЛС, обеспечивающее фильтрацию сигналов низкой частотой.

Второй фильтр низких частот 12 - типовое устройство БРЛС, обеспечивающее фильтрацию сигналов с низкой частотой.

АЦП 13 - типовой аналого-цифровой двухканальный преобразователь.

ЗУ 14 - типовое запоминающее устройство.

Вычислитель 15 - типовая электронно-вычислительная машина общего назначения, входящая в настоящее время в состав любой БРЛС.

К принципам построения и функционирования передающего устройства 1, антенного переключателя 2, антенны 3, приемного устройства высокой частоты 4, первого смесителя 5 и гетеродина 6, приемного устройства промежуточной частоты 7, второго смесителя 8, опорного генератора 9, фазовращателя 10, первого и второго фильтра низкой частоты 11 и 12, АЦП 13, ЗУ 14 и вычислителя 15 заявленный способ не предъявляет особых требований. Они известны, например [Максимов М.В., Горгонов Г.И. Радиоэлектронные системы самонаведения. - М.: Радио и связь, 1982, с.133-167; Меркулов В.И., Перов А.И., Саблин В.Н. и др. - М.: Радио и связь, 1999, с.175-179, 212-214; Кузьмин С.З. Цифровая радиолокация. Введение в теорию. - Киев: Издательство КВIЦ, 2000, с.146-148].

Представленный обнаружитель РКО и измеритель скорости и ускорения ЛА с ними работает следующим образом.

Через первый вход ЗУ 14 в обнаружитель вводят и запоминают исходные данные: N - количество излучаемых радиоимпульсов, период их повторения Т_п и длину волны λ; Р_лт - значение вероятности ложной тревоги; М - число каналов дальности; численные значения весовой функции W; t_кн - время когерентного накопления сигнала; ΔF_БПФ - значение полосы фильтра БПФ; К - максимальное число используемых полосовых фильтров и для каждого из которых - значения составляющих комплексно сопряженной с его выходным сигналом амплитуды спектра C_n,k, вычисленных заранее для заданных значений ускорений РКО (подстрочные символы в обозначении C_n,k определяют: n - номер амплитуды спектральной составляющей спектра, k - номер полосового фильтра).

Передающее устройство 1 генерирует N мощных радиоимпульсов, которые через антенный переключатель 2 и антенну 3 излучают в пространство.

Антенна 3 принимает последовательность из N отраженных от РКО радиоимпульсов, которые через антенный переключатель 2 поступают на вход приемного устройства высокой частоты 4, которое их усиливает, фильтрует и подает на первый вход смесителя 5.

Смеситель 5 преобразует полученные сигналы, используя поступающий на его второй вход сигнал гетеродина 6, в сигналы промежуточной частоты путем гетеродинирования и подает их на вход приемного устройства промежуточной частоты 7, которое их усиливает, фильтрует и подает на первый вход смесителя 8.

Смеситель 8 преобразует полученные сигналы, используя поступающий на его второй вход сигнал опорного генератора 9, в сигналы низкой частоты путем гетеродинирования. Сигналы низкой частоты с выхода смесителя 8 поступают на вход первого фильтра низкой частоты 11 и на вход фазовращателя 10, который изменяет фазу сигналов на 90°, и подает полученные сигналы на вход второго фильтра низкой частоты 12. Этим формируют две составляющие принимаемого сигнала: синфазную - сигналы на входе первого фильтра низкой частоты 11, и квадратурную - сигналы на входе второго фильтра низкой частоты 12.

Первый 11 и второй 12 фильтры низкой частоты подавляют образующиеся при преобразовании в смесителе 8 сигналы с удвоенной частотой, а отфильтрованные синфазную и квадратурную составляющие сигналов низкой частоты пропускают соответственно на первый и второй входы двухканального АЦП 13.

Двухканальный АЦП 13 преобразует указанные сигналы в цифровую форму квантованием по амплитуде и дискретизации по времени, формируя этим по М значений амплитуд синфазной и квадратурной составляющих сигналов на каждом периоде повторения Т_п.

Полученные значения амплитуд синфазной составляющей сигналов с первого выхода АЦП 13 поступают на второй вход ЗУ 14. ЗУ 14 получаемые сигналы запоминает в виде первого массива, который заполняется так, что первые М значений амплитуд сигналов запоминают в ячейках первого столбца этого массива, следующие М значений амплитуд сигналов запоминают в ячейках второго столбца массива и т.д. до N-го столбца включительно.

Полученные значения амплитуд квадратурной составляющей сигналов с второго выхода АЦП 13 поступают на третий вход ЗУ 14, который получаемые сигналы запоминает в виде второго массива, заполняемого описанным выше способом.

Стрелки, соединяющие выходы и входы АЦП 13, ЗУ 14 и вычислитель 15, выполнены объемными с целью показать, что обмен информацией между этими устройствами осуществляется по цифровым магистралям.

Вычислитель 15 считывает запомненные в первом столбце первого массива ЗУ 14 значения амплитуд синфазной составляющей сигнала, умножает их на значения весовой функции W, считываемых из ЗУ 14, и полученные взвешенные значения амплитуд синфазной составляющей сигнала записывает в те же ячейки первого столбца первого массива. Затем последовательно считывает запомненные во втором, третьем,..., N-м столбцах первого массива ЗУ 14 значения амплитуд синфазной составляющей сигнала и каждый раз умножает их на значения весовой функции W и полученные взвешенные значения амплитуд синфазной составляющей сигнала записывает в ячейки соответствующего столбца первого массива.

Затем вычислитель 15 аналогичным образом выполняет операции взвешивания над запомненными значениями амплитуд квадратурной составляющей сигнала, и полученные значения взвешенных амплитуд квадратурных составляющих сигналов записывает во второй массив ЗУ 14.

После этого вычислитель 15 считывает из ЗУ 14 N значений взвешенных амплитуд синфазной составляющей сигнала, находящихся в первой строке первого массива, выполняет над ними операцию БПФ на N точек и результаты операции БПФ возвращает в ЗУ 14 в соответствующие ячейки первой строки первого массива, формируя этим N значений амплитуд синфазной составляющей спектра принимаемого сигнала U_cn, где Аналогичным образом выполняет операции БПФ над взвешенными значениями амплитуд синфазной составляющей сигналов, находящихся во всех остальных строках первого массива. Затем аналогичным образом вычислитель 15 выполняет операции БПФ над взвешенными значениями амплитуд квадратурной составляющей сигналов, формируя этим для каждой строки по N значений амплитуд квадратурной составляющей спектра принимаемых сигналов U_{кв n}, которые запоминает в ЗУ 14 во втором массиве.

После этого вычислитель 15 считывает из ЗУ 14 значения составляющих комплексно сопряженной с выходным сигналом первого полосового фильтра амплитуды спектра С_n,k где и по формулам

вычисляет последовательность чисел S_n,2, которые запоминает в ЗУ 14 в виде первого вектора S_c1. Каждая составляющая вектора S_c1 по физической сути эквивалентна амплитуде спектра синфазной составляющей сигнала на выходе фильтра, полоса которого согласована с полосой спектра сигнала, отраженного от сближающегося РКО с ЛА с ускорением j₁.

В выражениях формулы (4) символами U_cn, где обозначены соответствующие амплитуды синфазной составляющей спектра принимаемых сигналов.

После этого вычислитель 15 считывает из ЗУ 14 значения составляющих комплексно сопряженной с выходным сигналом второго полосового фильтра амплитуды спектра C_n,k, где k=3, и по формулам

вычисляет последовательность чисел S_n,3, которые запоминает в ЗУ 14 в виде второго вектора S_c2. Каждая составляющая вектора S_c2 по физической сути эквивалентна амплитуде спектра синфазной составляющей сигнала на выходе фильтра, полоса которого согласована с полосой спектра сигнала, отраженного от движущегося с ускорением j₂ PKO.

Аналогично вычислитель 5 вычисляет все остальные последовательности чисел S_n,k, включая последнюю для k=K, по формуле

и запоминает их в виде третьего S_с3, четвертого S_c4,..., К-го S_cK векторов.

Аналогичные операции, используя формулы (4)-(6) при замене в них символов U_cn на символы U_{кв n}, обозначающие соответствующие амплитуды квадратурной составляющей спектра принимаемых сигналов, вычислитель 15 выполняет и над квадратурными составляющими принятых сигналов, записывая в ЗУ 14 результаты вычислений в виде векторов S_кв1, S_кв2, S_кв3,..., S_квК.

Далее вычислитель 15, считывая из ЗУ 14 соответствующие значения синфазной и квадратурной составляющих сигналов каждой пары из упомянутых векторов, путем детектирования вычисляет по ним значения модулей S_мn,k амплитуд спектра принятых сигналов, прошедших через соответствующий полосовой фильтр, и используя их по формулам

где k - переменная, принимающая целочисленные значения от 1 до К с шагом 1, К - максимальное число реализованных полосовых фильтров, вычисляет для каждого полосового фильтра среднее значение уровня шума σ_cpk и значение порога обнаружения U_{пор k} при заданной вероятности ложной тревоги P_лт, которые запоминают в ЗУ 14.

Далее вычислитель 15 сравнивает значения модулей S_mn,k амплитуд спектра принятых сигналов, прошедших через полосовые фильтры, с соответствующим каждому полосовому фильтру порогом обнаружения U_{пор k}, при этом, если S_мn,k≥U_{пор k}, то в данном фильтре формируют сигнал "Обнаружение РКО предварительное", иначе - упомянутый сигнал не формируют.

Далее вычислитель 15 в тех полосовых фильтрах, где сформированы сигналы "Обнаружение РКО предварительное", путем деления квадрата модуля S_мn,k на квадрат среднего значения шума вычисляет значения отношения сигнал/шум и из полученных значений отношений сигнал/шум выбирает максимальное, при этом считает, что фильтр с максимальным значением отношения сигнал/шум выделил отраженный от РКО сигнал и для этого фильтра определяет значение доплеровской частоты сигнала f_д, отраженного от РКО, и ширину его спектра Δf_д, используя которые вычисляет скорость сближения V_сбл ЛА с РКО и ускорение сближения j_сб ЛА с РКО по формулам

где λ - длина волны излучаемых радиосигналов,

f_д - значение доплеровской частоты сигнала;

где t_кн - время когерентного накопления радиосигналов.

Вычисленные значения скорости и ускорения сближения с РКО выдают потребителям информации.

Использование заявленного способа не предъявляет дополнительных требований к существующим антеннам, приемным устройствам и АЦП БРЛС, а также к принципам построения вычислителей, поэтому при его реализации могут использоваться большинство из них.

Предлагаемый способ, по сравнению с прототипом, обладает более широкими возможностями по обнаружению РКО, в частности он позволяет обнаруживать РКО на большой дальности при длительном когерентном накоплении при любом его маневре или в отсутствие такового, а также измерять скорость и ускорение сближения ЛА с РКО.