СПОСОБ АДАПТИВНОГО ПОДАВЛЕНИЯ ПОМЕХ

Изобретение относится к области радиотехники и применяется в системах приема и обработки радиосигналов, в частности в цифровых системах передачи информации, работающих в условиях действия радиопомех (далее помех).

Известен способ подавления помех в приемниках сложных сигналов [1]. При данном способе входной сигнал в смеси с помехой обрабатывается выравнивающим фильтром и далее обрабатывается фильтром, согласованным с сигналом. Принцип работы устройства при помехе с произвольным спектром заключается в использовании выравнивающего фильтра, который приводит помеху с неравномерным энергетическим спектром G_п(ω) к помехе с равномерным спектром и спектральной плотностью Q_п.

Спектр помехи выравнивается фильтром, модуль функции, передачи которого |K(ω)| удовлетворяет условию

G_п(ω)|K(ω)|²=Q_п откуда |K(ω)|²=Q_п/G_п(ω).

Фазовая характеристика этого фильтра может быть любой. Фильтр, обеспечивающий эту операцию, называется амплитудно-частотным выравнивателем, или просто выравнивателем или обеляющим фильтром. Сигнал s_вых(t) на выходе выравнивателя имеет энергетический спектр

G_сф(ω)=G_с(ω)|K(ω)|²=|S_c(ω)|²|K(ω)|², где

S_c(ω) - спектральная плотность или просто спектр сигнала;

G_c(ω) - энергетический спектр сигнала после фильтрации.

Таким образом, на выходе выравнивателя помеха получает равномерную спектральную плотность мощности Q_п, а сигнал - спектр G_сф(ω). Для такого сигнала и помехи с равномерной интенсивностью согласованный фильтр имеет передаточную функцию, комплексно-сопряженную со спектром сигнала.

Такой приемник пропускает элементарный интервал частот с усилением, пропорциональным амплитуде спектральной составляющей сигнала и обратно пропорциональным спектральной интенсивности помехи в этом частотном интервале. Отношение сигнал-помеха на выходе этого фильтра тем выше, чем больше различие в спектрах сигнала и помехи. В общем случае максимумы и минимумы интенсивности в спектре помехи имеют случайное распределение по оси частот. Поэтому выравниватель должен помехи имеют случайное распределение по оси частот. Поэтому выравниватель должен быть устройством с частотной характеристикой, меняющейся во времени. Если представить себе выравниватель в виде набора параллельно включенных узкополосных фильтров с не перекрывающимися частотными характеристиками

,

форма и полоса i-го узкополосного фильтра должна определяться формой сигнала и спектральной плотностью помехи в i-м частотном интервале.

Недостатком такого способа является трудность реализации, заключающаяся, прежде всего в том, что вычисление спектра сигнала должно выполняться на интервале времени его существования. Подавление помехи будет не эффективно, например, в системах передачи информации, осуществляющих прием непрерывно поступающих сигналов на фоне постоянно действующих помех в течение достаточно продолжительного времени.

Признаки изобретения, совпадающие с признаками первого аналога: линейное усиление суммы полезного сигнала и помех.

Известен способ компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех в приемниках амплитудно-модулированных, частотно и фазоманипулированных радиосигналов и устройство для его осуществления [2], в котором производят выделение компенсирующего сигнала помехи из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи путем формирования отсчетов сигнала помехи в моменты нулевых значений полезного сигнала в принимаемой аддитивной смеси.

Недостатком этого способа является необходимость синхронизации, т.е. знания реальной фазы сигнала. Схемы синхронизации усложняют достижение цели и неработоспособны в условиях дрейфа фазы сигнала, который неизбежен.

Признаки изобретения, совпадающие с признаками второго аналога: линейное усиление суммы полезного сигнала и помех, дискретизация этой суммы сигналов.

Наиболее близким по выполняемым операциям является способ компенсации узкополосных помех [3], который принят за прототип изобретения.

Данный способ компенсации помех основан на большом сходстве спектров отсчетов помехи, взятых в нулевых и ненулевых точках несущей частоты сигнала. Для получения отсчетов помехи, взятых в нулевых точках сигнала, формируется зеркальный спектр. С целью достижения эффекта компенсации (подавления) помехи в способе осуществляется усиление входного воздействия, фильтрация в полосе сигнала, дискретизация и вычисление прямого дискретного преобразования Фурье (ДПФ). В результате формируется дискретный спектр S_вх(k). Для формирования его зеркального спектра Z(k), реальная часть Re[Z(k)] на частоте k заменяется на Re[S_вх(2k₀-k)] (k₀ - номер спектрального отсчета, соответствующий несущей частоте сигнала) и мнимая часть Im[Z(k)] заменяется на -Im[S_вх(2k₀-k)]. Далее формируется модуль спектра выходного (восстановленного) сигнала S_вых(k) по формуле

.

Для получения комплексного спектра восстановленного сигнала модуль |S_вых(k)| умножают на фазовую функцию exp[θ(k)]=S_вх(k)/|S_вх(k)|. Затем вычисляют обратное ДПФ (ОДПФ) и формируют отсчеты выходного сигнала s_вых(n) с подавленной помехой.

Однако данный способ имеет недостатки, из которых наиболее существенными можно назвать следующие: невозможность работы в условиях, когда мощность помехи существенно превышает мощность сигнала, и недостаточную помехоустойчивость при приеме непрерывно поступающих сигналов на фоне помех.

Признаки изобретения, совпадающие с признаками прототипа:

- линейное усиление суммы полезного сигнала и помех;

- дискретизация этой суммы сигналов;

- формирование спектра суммы полезного сигнала и помех посредством дискретного преобразования Фурье (ДПФ), полученных отсчетов этой суммы сигналов, и обратного дискретного преобразовании Фурье (ОДПФ).

Настоящее изобретение - способ адаптивного подавления помех решает задачу повышения помехоустойчивости при приеме цифровой и аналоговой информации, передаваемой с использованием различных видов модуляции, в том числе при приеме непрерывно поступающих сигналов на фоне меняющихся во времени помех с неизвестным спектром и в условиях, когда мощность помехи существенно превышает мощность сигнала.

Технический результат изобретения - эффективное подавление как узкополосных, так и широкополосных помех на выходе приемного устройства, когда мощность помехи с неизвестными спектром существенно превышает мощность сигнала.

Предложенный способ не требует введения синхронизации по фазе или по частоте и может быть применен для адаптивного подавления помех в трактах усиления сигналов высокой или промежуточной частоты.

Разработанный способ адаптивного подавления помех имеет различные варианты его реализации. Выбор конкретной реализации способа обусловлен функциональными задачами и областью его практического использования.

Способ адаптивного подавления помех при отсутствии внешней информации о характеристиках помехи реализуют следующим образом. Для эффективного подавления помех строится процедура обработки входного сигнала, автоматически адаптирующая параметры подавления помех к текущей помеховой обстановке. При решении задачи используются данные об энергетическом спектре принимаемого сигнала G_с(ω), которые являются известными. Для формирования требуемой передаточной функции производят усиление аддитивной суммы полезного сигнала и помех, ее дискретизацию, в результате которой формируют непрерывный поток отсчетов s_вх(n) смеси полезного сигнала и помех.

Этот поток распределяют в два потока: в первый поток (поток А) непрерывно следующих друг за другом пакетов s_A(r,j) отсчетов по N отсчетов

s_A(r,j)=s_вх(rN+j), где

r=-∞,…,0,1,2,…,+∞ - номер пакета;

j=0,1,2,…,N-1 - номер отсчета в каждом пакете, и во второй поток (поток В), в который входят отсчеты входного сигнала, сдвинутые относительно потока А на N/2 отсчетов

Затем в каждом пакете производят умножение отсчетов на значения весовой функции W(j) при j=0,…,N-1, используя эти произведения u_А,В(r,j)0=s_А,B(r,j)·W(j) для каждого пакета, вычисляют N-точечные ДПФ, получают спектральные компоненты S_A,B(r,k), квадраты модулей |S_A(r,k)|² при k=0,…,N-1, накапливают и усредняют, например, по формуле

В качестве весовых функций используют, например, одну из функций

Хэмминга [4, стр.92]

W(j)=0.54-0.46cos(27πj/(N-1));

или Блэкмана [4, стр.187]:

W(j)=0.42-0.5cos(2πj/(N-1))+0.08cos[4πj/(N-1)];

или Кайзера [5, стр.109]:

, где

I₀(x) - модифицированная функция Бесселя нулевого порядка;

β - параметр, определяющий характеристики весовой функции.

Далее, используя полученные усредненные квадраты модулей спектральных компонентов и известный энергетический спектр сигнала G_с(ω), на основании выражения для оптимального по критерию максимума отношения сигнал - помехи на выходе подавителя помех [6, стр.134] передаточной функции подавителя помех K_опт(ω)=G_с(ω)/[G_с(ω)+G_п(ω)], где G_с(ω) - энергетический спектр сигнала, G_п(ω) -энергетический спектр помех, формируют текущую функцию подавления P_r(k) помех по формуле

, где

k=0,…,N-1,- номер спектрального компонента;

ω_k=2πF_дk/N - отсчетные значения частоты;

F_д - частота дискретизации.

Далее, в каждом потоке в каждом пакете компоненты функций подавления Р_r(k) перемножают со спектральными отсчетами S_A,B(r,k) и вычисляют N-точечные ОДПФ от данных произведений s_одпфA(r,j) и s_одпфВ(r,j), которые делят на весовую функцию, получая в каждом потоке непрерывные потоки пакетов отсчетов суммы полезного сигнала и помех s_выхА(r,j)=s_одпфВ(r,j)/W(j) и s_выхВ(r,j)=s_одпфВ(r,j)/W(j).

Выходной сигнал формируют в виде непрерывно следующих друг за другом его отсчетов, поочередно выбирая из каждого потока по N/2 отсчетов по формуле

, где

r=-∞,…,0,1,2,…,+∞ - номер пакета;

- номер отсчета в пакете.

При конкретной реализации настоящего изобретения значения частоты дискретизации F_д, величину N, весовую функцию W(j), величину М выбирают, исходя из аппаратурных возможностей и доступных вычислительных ресурсов. При этом для формирования неискаженного спектра входного, полезного сигнала должно выполняться требование F_д≥2ΔF, где ΔF - ширина спектра полезного сигнала.

Вторым вариантом патентуемого способа адаптивного подавления помех является процедура обработки входного сигнала, когда известно спектральное положение быстро меняющейся узкополосной помехи. В этом случае производят полное подавление спектра в заданном частотном диапазоне действия помехи, для чего модифицируют функцию подавления помех, вычисленную по первому варианту, приравнивая ее нулю в заданном спектральном диапазоне действия флюктуирующих помех.

Третьим перспективным направлением реализации патентуемого способа адаптивного подавления помех является вариант, который позволяет подавление помех совместить с повышением избирательности по соседнему каналу трактов усиления несущей и промежуточной частоты. В этом случае модифицируют функцию подавления помех, вычисленную по первому варианту, приравнивая ее нулю вне частотного диапазона полезного сигнала. При этом подавление спектра помех остается эффективным от 5 до 90 дБ.

Отличительные признаки изобретения

Отсчеты дискретизированной суммы полезного сигнала и помех s_вх(n) распределяют в два потока непрерывно следующих друг за другом пакетов отсчетов суммы полезного сигнала и помех по N отсчетов: в поток А с отсчетами s_A(r,j)=s_вх(rN+j) и поток В с отсчетами

сдвинутыми относительно потока А на N/2 отсчетов (r - номер пакета, j - номер отсчета в пакете), в обоих потоках для каждого пакета отсчеты суммы полезного сигнала и помех умножают на отсчеты весовой функции W(j). Для каждого пакета полученных произведений посредством N-точечного ДПФ вычисляют спектр суммы полезного сигнала и помех, для каждой составляющей спектра под номером k вычисляют компоненты функции подавления помех P_r(k), как частное от деления известных квадратов модулей составляющих спектра полезного сигнала на усредненный квадрат модулей компонентов вычисленного спектра, умножают спектр на функцию подавления помех, вычисляют ОБПФ произведения и делят результат на весовую функцию. Из полученных отсчетов формируют выходной полезный сигнал с подавленными помехами в виде непрерывно следующих друг за другом отсчетов, поочередно выбирая из каждого потоков по N/2 отсчетов по формуле

Модифицируют вычисленную функцию подавления помех P_r(k), приравнивают нулю в заданном спектральном диапазоне действия флюктуирующих помех.

Модифицируют вычисленную функцию подавления помех P_r(k), приравнивая ее нулю вне частотного диапазона сигнала.

Реализация способа адаптивного подавления помех

Адаптивный подавитель помех, реализующий патентуемый способ, может быть построен, например, на основе одной программируемой логической интегральной схеме (ПЛИС) EP3SE50 фирмы ALTERA.

Для подтверждения работоспособности и эффективности предложенного способа было проведено компьютерное моделирование адаптивного подавления помех, результаты которых иллюстрируются графическим материалом.

Перечень графических материалов

Фиг.1. Фрагмент полезного сигнала без помех.

Фиг.2. Спектры полезного сигнала и гармонической помехи.

Фиг.3. Функция подавления гармонической помехи.

Фиг.4. Фрагмент сигнала с подавленной помехой.

Фиг.5. Зависимость отношения сигнал-помеха на выходе от отношения сигнал-помеха на входе для гармонической помехи.

Фиг.6. Спектры сигнала и широкополосной помехи.

Фиг.7. Функция подавления широкополосной помехи.

Фиг.8. Зависимость отношения сигнал-помеха на выходе от отношения сигнал-помеха на входе для широкополосной помехи.

При моделировании в качестве входного сигнала (сообщения) выбрана непрерывная последовательность фазоманипулированных импульсов с поворотом фазы на 180 градусов. Манипуляция по фазе осуществляется случайной последовательностью равновероятных символов. Такое сообщение типично, например, для систем передачи цифровой информации на основе сигналов с бинарной фазовой манипуляцией. Энергетический спектр такого сигнала или спектральная плотность мощности представляется выражением [7, стр.176]

где

Т_c - длительность информационного символа;

ω₀ - несущая или промежуточная частота сигнала.

Результаты приведены для сообщения с параметрами: амплитуда входного сигнала 1 мВ; центральная частота F₀=76.8 МГц длительность информационного символа Т_c=78.125 нс. Фрагмент последовательности отсчетов входного сигнала без помех (точки на фиг.1) представлен на фиг.1. Для наглядности на фиг.1 и на последующих фигурах произведена линейная интерполяция значений между отсчетами.

Эффективность настоящего изобретения проверялась для параметров: частота дискретизации F_Д=102.4 МГц, равная удвоенной ширине обрабатываемого спектра сигнала ΔF=51.2 МГц; количество точек ДПФ и ОДПФ N=1024; взвешивающая функция Блэкмана, количество порций (по N отсчетов в каждой) накопления спектров N_нак=36.

Для сравнения проводилось моделирование способа, предложенного в прототипе, с теми же входными сигналами и с такими же параметрами обработки сигнала.

На фиг.2, фиг.3, фиг.4, фиг.5 представлены результаты при воздействии гармонической помехи с частотой F_п=80.73 МГц.

На фиг.2 представлены спектры сигнала (линия 1) и гармонической помехи (линия 2), амплитуда которой существенно превышает амплитуду полезного сигнала.

На фиг.3 приведена функция подавления помехи P(k), из которой видно, что на участке, где сосредоточен спектр помехи, подавление составляет 60 дБ.

На фиг.4 изображен фрагмент сигнала, обработанного согласно настоящему изобретению при амплитуде помехи U_п=100 мВ, т.е. при амплитуде помехи, в 100 раз превышающей амплитуду сигнала. Как видно, выходной сигнал с подавлением помехи практически не отличается от входного сигнала без помех, изображенного на фиг.1.

На фиг.5 приведена зависимость отношения мощностей сигнал-помеха на выходе после подавления H_вых от отношения сигнал-помеха на входе H_вх. Величина H_вых рассчитывалась по формуле

где

s_с(n) - отсчеты полезного сигнала без помех;

s_выx(n) - отсчеты выходного, полезного сигнала.

Зависимости приведены для настоящего изобретения (линия 1) и прототипа (линия 2). Заметен выигрыш в помехоустойчивости настоящего изобретения при относительно большом отношении сигнал-помеха (выигрыш 15 дБ при Н_вх=0, когда амплитуды сигнала и помехи равны U_с=U_п), который увеличивается с ростом амплитуды помехи, достигая весьма внушительной величины при H_вх≤-50 дБ, когда способ, предложенный в прототипе практически не работоспособен (H_вых≤-30 дБ).

Представленная на фиг.5 зависимость позволяет также легко оценить выигрыш в помехоустойчивости Н в виде отношения сигнал-помеха после подавления и сигнал-помеха до подавления

H=H_вых/H_вх.

При Н_вх=-30 дБ выигрыш для изобретения составляет Н=59 дБ, а для прототипа - Н=27 дБ.

На фиг.6, фиг.7, фиг.8 представлены результаты при воздействии широкополосной помехи.

На фиг.6 представлены спектры сигнала (линия 1) и широкополосной помехи (линия 2). При такой помехе предложенный способ вырабатывает функцию подавления помех P(k) к виду, представленному на фиг.7. Зависимости отношений сигнал-помеха выходного H_вых от входного H_вх для настоящего изобретения (линия 1) и прототипа (линия 2) приведены на фиг.8. Здесь, как и для узкополосной помехи, при использовании настоящего изобретения наблюдается весьма большой выигрыш в помехоустойчивости от 5 до 90 дБ.

Таким образом, с помощь моделирования доказано, что патентуемый способ адаптивного подавления помех обеспечивает объявленный технический результат - эффективное подавление как узкополосных, так и широкополосных помех на выходе приемного устройства, когда мощность помехи с неизвестным спектром существенно превышает мощность сигнала.

Источники информации

1. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. / Тузов Г.И., Сивов В.А., Прытков В.И. и др.; Под ред. Г.И.Тузова. - М.: Радио и связь, 1985. С.207-218.

2. Патент RU 2100903 C1, М. кл. Н04В 1/10, опубл. 27.12.1997.

3. Патент RU 2269201, М. кл. Н04В 1/10, опубл. 27.07.2005 (ближайший аналог).

4. Лайонс Р. Цифровая обработка сигналов. Второе издание. Пер. с англ. - М.: ООО «Биком-Пресс», 2006. С.92,187.

5. Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. Пер. с англ., М.: Мир, 1978, с.109.

6. Харкевич А.А. Борьба с помехами. М.: Наука, 1965. С.130-138.

7. Прокис Д. Цифровая связь. - М.: Радио и связь, 2000. С.173-189.