Результат интеллектуальной деятельности: СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ-ПРИЕМА СИГНАЛОВ В СИСТЕМЕ РАДИОСВЯЗИ С N КАНАЛАМИ ПЕРЕДАЧИ И М КАНАЛАМИ ПРИЕМА

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способу передачи-приема сигналов в системе радиосвязи с множеством каналов передачи и множеством каналов приема.

Технология использования нескольких каналов передачи и нескольких каналов приема сигнала привлекает внимание как эффективный способ повышения пропускной способности канала связи, не требующий для этого дополнительных затрат частотно-временных ресурсов. В современных системах радиосвязи данная технология обычно реализуется с помощью более чем одной передающей и более чем одной приемной антенны, вследствие чего пространственный канал связи между передатчиком и приемником имеет множество входов (multiple inputs) и множество выходов (multiple outputs), а технология получила название MIMO (multiple-input-multiple-output).

Всю совокупность каналов распространения сигнала между передающими и приемными антеннами принято называть каналом MIMO. Один из способов увеличения пропускной способности состоит в одновременной передаче различных информационных потоков по различным пространственным подканалам канала MIMO. Мгновенная реализация канала MIMO характеризуется совокупностью коэффициентов передачи сигнала от каждой передающей к каждой приемной антенне. Данную совокупность оценивают на приемной стороне и используют при приеме сигнала.

В отношении использования оценки канала передающей стороной системы связи MIMO делятся на системы без обратной связи (open-loop MIMO), когда оценка канала недоступна передающей стороне, и системы с обратной связью (closed-loop MIMO), в которых информацию о канале связи используют при передаче сигнала.

В системах MIMO без обратной связи сигналы, передаваемые через различные антенны, создают взаимные помехи на приемной стороне. При этом приходится использовать весьма сложные способы приема для компенсации данных помех.

Известны также системы MIMO с обратной связью, где оценка канала используется при передаче сигнала. Это позволяет минимизировать уровень взаимных помех в точке приема и в результате значительно повысить пропускную способность канала MIMO.

Одной из наиболее серьезных проблем, характерных для систем MIMO с обратной связью, является обеспечение передающей стороны информацией о состоянии канала связи (ИСКС). В системах связи, использующих режим частотного разделения прямого и обратного каналов (частотного дуплекса), прямой и обратный канал системы связи независимы, так как используют различные частоты. Поэтому проблема обеспечения передающей стороны ИСКС решается с помощью специального канала обратной связи, по которому ИСКС, сформированную на приемной стороне, передают на передающую сторону. Канал обратной связи имеет, как правило, ограниченную емкость, в силу чего передаваемая по нему информация искажается за счет квантования и задержки. В системах связи, использующих режим временного разделения прямого и обратного каналов (временного дуплекса), обычно используют свойство зеркальности прямого и обратного каналов, и на передающей стороне необходимую ИСКС получают по сигналу обратного канала. Однако и для этого случая характерны искажения ИСКС, которые связанны, в основном, с задержкой между временными кадрами прямого и обратного каналов.

При увеличении скорости передачи данных в условиях широкой полосы частот значительно возрастает сложность реализации систем связи MIMO, так как канал MIMO испытывает искажения частотной селективности, которые во временной области проявляются как многолучевость. В этом случае эффективным методом является мультиплексирование с ортогональным частотным разделением - orthogonal frequency division multiplexing - (OFDM), которое эквивалентно представлению одного частотно-селективного канала множеством ортогональных частотно-плоских подканалов. Данный факт нашел отражение в развивающихся стандартах современных систем связи, таких как IEEE 802.16, 802.20, где предусмотрены все основные механизмы использования технологии MIMO-OFDM.

Наиболее сложной является реализация представленной выше технологии MIMO с обратной связью в системах, использующих OFDM, где сигнал передается по множеству частотных подканалов - поднесущих. В этом случае объем информации о канале связи, которой необходимо обеспечить передающую сторону, возрастает пропорционально количеству частотных поднесущих, в силу чего проблема ограниченной пропускной способности канала обратной связи стоит особенно остро.

Один из наиболее эффективных подходов к использованию информации о состоянии канала связи при передаче сигнала в системе связи MIMO это метод собственных подканалов, которые называют также собственными модами (см. Е.Telatar, "Capacity of Multi-antenna Gaussian Channels," Technical Memorandum, Bell Laboratories, Lucent Technologies, October 1995. Published in European Transactions on Telecommunications, Vol.10, No.6, pp.585-595, Nov/Dec 1999, http://mars.bell-labs.com/papers/proof], [1]; Miyashita, K., Nishimura, Т., Ohgane, Т., Ogawa, Y., Takatori, Y., Cho, K.: "High Data-Rate Transmission with Eigenbeam-Space Division Multiplexing (E-SDM) in a MIMO Channel," IEEE VTC Fall 2002, 3: 1302-1306 (2002) [2]; K.Miyashita, T.Nishimura, Т.Ohgane, Y.Ogawa, Y.Takatori, and K.Cho, "Eigenbeam-Space Division Multiplexing (E-SDM) in a MIMO Channel," Technical Report of IEICE, RCS2002-53, pp.13-18, 2002 (in Japanese) [3]). Метод собственных мод основан на разложении матрицы канала MIMO по сингулярным значениям (singular value decomposition - SVD). Данный подход позволяет, используя линейное преобразование сигнала в передатчике и приемнике, передать независимые информационные потоки по ортогональным пространственным подканалам, то есть практически без взаимных помех.

Преимуществом метода собственных мод является значительное повышение пропускной способности канала MIMO, а также и то, что в мобильном терминале может быть реализован весьма простой, линейный алгоритм приема.

Метод собственных мод предполагает, что передатчику известно мгновенное значение канальной матрицы или ее декомпозиция по сингулярным значениям.

Рассмотрим метод собственных мод в системе связи MIMO с N передающими и М приемными антеннами. Совокупность сигналов приемных антенн в данной системе может быть представлена как

где x=[x₁,…x_M]^T - М-мерный вектор принятых сигналов, s=[s₁,…S_N]^T - N-мерный вектор сигналов, передаваемых одновременно с N передающих антенн, Н - M×N канальная матрица, каждый элемент h_i,j которой представляет собой коэффициент передачи сигнала от j-й передающей к i-й приемной антенне, n=[n₁,…n_M]^T - М-мерный вектор помех приемных антенн, которые обычно полагают независимыми реализациями аддитивного Гауссова шума, [.]^T - знак транспонирования.

Один из вариантов выполнения метода собственных мод состоит в том, что формируют матрицу H^HH и выполняют ее разложение по собственным значениям, которое позволяет представить ее как

где U - унитарная матрица (размерности N×N), то есть такая, что U^H·U=I, I - матрица идентичности, (.)^H - символ транспонирования и комплексного сопряжения, Λ-N×N диагональная матрица сингулярных значений λ₁≥λ₂≥…≥λ_R,

Столбцы матрицы U называют собственными векторами матрицы H^HH.

Метод собственных мод состоит в том, что одновременно передают пакет символов а₁, …a_R, который может быть представлен вектором а=[а₁ а₂…a_R]^T. Перед передачей данного пакета выполняют предварительное линейное преобразование с использованием матрицы собственных векторов

В приемнике выполняют заключительное линейное преобразование вектора принятого сигнала x

Подстановка (1), (2) и (4) в (5) дает решающую статистику для оценки вектора а переданных символов модуляции

где - вектор преобразованного шума.

Поскольку Λ является диагональной матрицей Λ=diag(λ₁, λ₁, … λ_R), то из структуры решающей статистики (6) следует, что передаваемые символы не создают помех друг другу на приемной стороне, поскольку фактически каждый из символов вектора а передается по одному из ортогональных пространственных подканалов. Среднее значение спектральной эффективности, которую называют также удельной пропускной способностью, а иногда и просто пропускной способностью или емкостью канала MIMO, определяется как

где

- удельная пропускная способность каждого отдельного подканала, P_i - мощность сигнала, передаваемого в i-м подканале, σ² - дисперсия шума, Е{.} - символ математического ожидания.

Если предположить, что подканалы имеют одинаковую емкость C_i=С₁ i=2, …R, то суммарная емкость канала MIMO С=RC₁, то есть линейно увеличивается с увеличением числа антенн. Данное свойство позволяет значительно повысить пропускную способность канала связи. Как видно из формулы (8), мгновенная пропускная способность ортогональных подканалов канала MIMO является величиной случайной. Поэтому для реализации потенциально высокой пропускной способности канала MIMO необходимо выполнить адаптацию таких параметров как мощность и скорость передачи данных к мгновенным значениям пропускной способности ортогональных подканалов.

Основные проблемы реализации метода собственных мод связаны, во-первых, со сложностью алгоритмов адаптации мощности и скорости передачи по подканалам, а во-вторых, с большим объемом информации о канале связи, которой необходимо обеспечить передатчик. Данная проблема особенно остро стоит в системах связи MIMO-OFDM, где данный объем увеличивается пропорционально количеству поднесущих.

К настоящему моменту известно множество вариантов реализации метода собственных мод. Примерами могут служить выложенная заявка на патент США №20030235255 [4]; патент США №6760388 [5];

выложенная заявка на патент США №20060209975 [6]; международная заявка WO 2004077778 [7], в которых разработаны различные стратегии передачи информационных потоков по собственным модам канала MIMO.

Алгоритмы, предложенные в [4] и [5], предназначены для реализации в системах связи MIMO-OFDM и используют метод собственных мод с одинаковой модуляцией сигналов, передаваемых по различным модам. При этом выполняют распределение мощности передачи между собственными модами. При распределении используют известный метод "заполнения водой" ("water-filling") (см. W.Yu, W.Rhee, S.Boyd, J.M.Cioffi, "Iterative Water-Filling for Gaussian Vector Multiple-Access Channels," IEEE Transactions on Information Theory, vol.50, no.1, January 2004, pp.145-152 [8]; Zukang Shen, Robert W. Heath, Jr., Jeff Andrews, and Brian L. Evans. "Comparison of Space-Time Water-filling and Spatial Water-filling for MIMO Fading Channels," Global Telecommunications Conference, 2004. GLOBECOM '04, IEEE Publication Date: 29 Nov. - 3 Dec. 2004, Volume: 1, On page(s): 431-435 Vol.1, [9]), который позволяет увеличить суммарную емкость подканалов при ограничении на суммарную мощность передачи.

Оба алгоритма [4] и [5] используют сочетание обработки сигнала во временной и частотной области с целью снижения сложности реализации. При этом вместо линейного преобразования сигнала на каждой из частотных поднесущих выполняют свертку во временной области. Отличительной особенностью алгоритма [4] является использование инверсии канального отклика в частотной области с целью снижения межсимвольных помех, вызванных высокой частотной селективностью канала связи.

Недостатком алгоритмов [4] и [5] является довольно высокая сложность реализации, так как они включают сложный итеративный процесс распределения мощности между модами канала MIMO на каждой поднесущей и на каждом временном интервале передачи сигнала. И в то же время данные алгоритмы не позволяют реализовать потенциальную пропускную способность канала связи MIMO. Одной из причин этого является то, что данные алгоритмы используют одинаковую скорость передачи по ортогональным подканалам, в то время как значения фактической пропускной способности подканалов, как правило, сильно отличаются друг от друга. По этой причине передача по каналам, в которых скорость передачи превышает пропускную способность, выполняется с высокой вероятностью ошибки и общее качество передачи по каналу MIMO снижается.

Задача, которую решает способ, представленный в [6], состоит в снижении объема информации, передаваемой по каналу обратной связи, и эффективном распределении информационных потоков по собственным модам канала MIMO. Данная задача решается тем, что для передачи выбирается комбинация из K<=R сингулярных векторов, обеспечивающая максимальную величину оценки пропускной способности. По каналу обратной связи передаются не все, а лишь K<=R сингулярных векторов выбранного набора. В данном алгоритме все подканалы также используют одинаковую скорость передачи, а количество символов, одновременно передаваемых по каналу MIMO, случайно, так как зависит от количества выбранных сингулярных векторов K.

Недостатком данного подхода является то, что процесс выбора сингулярных векторов достаточно сложен, так как требует вычисления оценки пропускной способности для всевозможных комбинаций сингулярных векторов. Данное вычисление необходимо выполнять на каждом интервале передачи сигнала и на каждой из частотных поднесущих. Кроме того, случайное количество одновременно передаваемых символов затрудняет реализацию данного способа при пакетной передаче с фиксированными объемами информационных пакетов, которая используется в большинстве современных систем связи. Вместе с тем данный способ, по той же причине, что и способы [4] и [5], не позволяет реализовать потенциальную пропускную способность канала связи MIMO.

Наиболее близким к заявляемому изобретению является способ Е-SDM (eigenbeam-space division multiplexing), представленный в [2]. Он выбран в качестве прототипа заявляемого изобретения.

Способ передачи-приема сигналов в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема (прототип [2]) заключается в том, что

осуществляют передачу сигналов через N каналов передачи и прием сигналов через М каналов приема на заданной последовательности временных интервалов адаптации, при этом на каждом временном интервале адаптации

оценивают коэффициенты передачи сигнала по каналам связи, каждый из которых образован одним из N каналов передачи и одним из М каналов приема; и формируют канальную матрицу Н из данных коэффициентов,

определяют количество J сигналов, одновременно передаваемых по каналу связи, как ранг канальной матрицы Н,

формируют матрицу H^HH и выполняют ее разложение по собственным значениям, представляя в виде произведения H^HH=UΛU^H, где U - унитарная матрица собственных векторов, Λ - диагональная матрица собственных значений,

определяют множество доминантных собственных векторов как J собственных векторов, соответствующих J наибольшим собственным значениям,

определяют оптимальное сочетание видов модуляции и значений мощности передачи, используемых при одновременной передаче J сигналов по каналу связи, таким образом, что

формируют всевозможные комбинации (m₁, …, m_J) значений битовой загрузки для J передаваемых сигналов, причем битовую загрузку для сигнала определяют как количество двоичных символов, представляемое одним символом модуляции, используемой при передаче сигнала,

для каждой комбинации (m₁, …, m_J) из множества всевозможных комбинаций значений битовой загрузки J передаваемых сигналов определяют оптимальную совокупность значений мощности передачи P₁, … P_J как совокупность, обеспечивающую минимальную среднюю вероятность Ре ошибки приема J сигналов,

выбирают комбинацию (m₁, …, m_J) значений битовой загрузки, которая при соответствующей оптимальной совокупности значений мощности P₁, … P_J обеспечивает минимальное значение вероятности Ре,

по выбранной комбинации (m₁, …, m_J) значений битовой загрузки определяют оптимальное сочетание видов модуляции, используемых при передаче J сигналов, таким образом, что для каждого значения m_J определяют вид модуляции, при котором один символ модуляции представляет m_J двоичных символов,

из множества доминантных собственных векторов и совокупности значений мощности P₁, … P_J формируют матрицу предварительного линейного преобразования, используемого при передаче сигналов, а из множества доминантных собственных векторов и канальной матрицы Н формируют матрицу заключительного линейного преобразования, используемого при приеме сигналов,

используя оптимальное сочетание видов модуляции, формируют J сигналов и передают их через N каналов передачи таким образом, что каждый сигнал передают через каждый из N каналов передачи с соответствующим весовым коэффициентом, отражающим изменение амплитуды и фазы данного сигнала, при этом в качестве весовых коэффициентов используют элементы матрицы предварительного линейного преобразования,

осуществляют прием сигналов по М каналам приема, при этом каждый из J переданных сигналов определяют как сумму сигналов М каналов приема с весовыми коэффициентами, каждый из которых определяет изменение амплитуды и фазы соответствующего сигнала, при этом в качестве весовых коэффициентов используют элементы матрицы заключительного линейного преобразования.

Суть метода E-SDM [2] в том, что сформированный информационный поток двоичных символов демультиплексируют на J подпотоков, которые передают через J собственных подканалов канала MIMO. При этом количество подпотоков определяют адаптивно, используя декомпозицию по собственным значениям матрицы H^HH.

В процессе адаптации также определяют битовую загрузку подпотоков как количество двоичных символов (бит) на символ модуляции m_j и мощность P_j передачи одного символа модуляции в каждом j-м подпотоке (j=1, 2, …J). Параметр модуляции, определяющий количество бит, представляемых одним символом модуляции, принято называть также битовой загрузкой.

Адаптацию значений m_j и P_j выполняют по критерию минимума вероятности битовой ошибки, усредненной по всем подпотокам: . Для оценки используют формулу верхней границы вероятности ошибки в канале с белым Гауссовым шумом. В процессе адаптации рассматривают всевозможные комбинации [m₁, m₂, … m_J]. При этом для каждой комбинации (m₁, m₂, … m_J) определяют оптимальное распределение мощностей (P₁, P₂, …P_J) методом "заполнения водой" (water-filling). После этого выбирают комбинацию (m₁, m₂, … m_J), которая вместе с соответствующим распределением мощностей (P₁, Р₂, … P_J) обеспечивает минимум .

По выбранной комбинации значений битовой загрузки (m₁, m₂, … m_J) определяют соответствующие виды модуляции, выполняют модуляцию каждого из J подпотоков и передают по собственным подканалам канала MIMO. При этом вектор передаваемых сигналов формируют как

где a=[a₁, a₂, …a_J]^T - J-мерный вектор передаваемых символов, s=[s₁, …, s_N]^T - N-мерный вектор сигналов, передаваемых одновременно через соответствующие передающие антенны;

N×J матрица предварительного линейного преобразования, U - унитарная матрица собственных векторов, соответствующих J наибольшим собственным значениям, полученным в результате декомпозиции матрицы H^HH, - диагональная матрица значений мощности передачи.

Прием осуществляют с помощью М приемных антенн. При этом вектор оценок J переданных символов формируют как

где - J-мерный вектор оценок переданных символов, x=[x₁, …, x_M] - М-мерный вектор сигналов приемных антенн, W_rx=U^H·H^H - J×M матрица заключительного линейного преобразования.

Одним из недостатков способа E-SDM [2] является сложность реализации. В цикле адаптации, который выполняют на каждом временном интервале оценивания канала связи, рассматривают всевозможные комбинации значений битовой загрузки. Для каждой комбинации выполняют сложный итеративный процесс вычисления оптимальных значений мощности методом "заполнения водой". После этого для каждой комбинации значений битовой загрузки и соответствующей оптимальной комбинации значений мощности вычисляют значение вероятности битовой ошибки для каждого из J подпотоков, которые затем усредняют. Из средних значений, сформированных для каждой комбинации, выбирают минимум, и соответствующую комбинацию значений битовой загрузки и значений мощности выбирают как наилучшую. При этом на передающей стороне выполняют перестройку модуляторов и перераспределение значений мощности на каждом временном интервале оценивания канала связи.

Вместе с тем, данный весьма сложный процесс адаптации передачи и приема сигнала не гарантирует достижения потенциальной пропускной способности канала связи MIMO. Это связано, во-первых, с тем, что адаптация скорости передачи данных к мгновенному значению пропускной способности в принципе не может быть выполнена точно, так как регулировка скорости выполняется путем выбора вида модуляции из ограниченного количества видов модуляции, то есть довольно большими шагами. Во-вторых, не для всех видов модуляции возможен расчет вероятности битовой ошибки, и вместе с тем критерий минимума теоретической границы Чернова не гарантирует минимума фактической вероятности ошибки.

Задача, которую решает заявляемое изобретение, состоит в снижении сложности реализации при сохранении высокой эффективности передачи в системе связи MIMO с обратной связью.

Задача решается заявляемым способом передачи-приема сигналов в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема, который заключается в том, что

определяют интервал долговременной адаптации Та как временной интервал адаптации к медленно изменяющимся параметрам канала связи, и для каждого интервала Та

определяют количество J сигналов, одновременно передаваемых по каналу связи, и оптимальное сочетание видов модуляции, используемых при передаче этих сигналов таким образом, чтобы максимизировать пропускную способность канала связи,

осуществляют передачу сигналов через N каналов передачи и прием сигналов через М каналов приема на заданной последовательности временных интервалов адаптации Те<Та, при этом на каждом временном интервале Те

оценивают совокупность каналов связи, каждый из которых образован одним из N каналов передачи и одним из М каналов приема; и формируют канальную матрицу Н из коэффициентов передачи сигнала по каждому из данных каналов связи,

используя канальную матрицу Н, формируют матрицу предварительного линейного преобразования, используемого при передаче сигналов и матрицу заключительного линейного преобразования, используемого при приеме сигналов,

используя оптимальное сочетание видов модуляции, определенное для текущего интервала Та, формируют J сигналов и передают их через N каналов передачи таким образом, что каждый сигнал передают через каждый из N каналов передачи с соответствующим весовым коэффициентом, отражающим изменение амплитуды и фазы данного сигнала, при этом в качестве весовых коэффициентов используют элементы матрицы предварительного линейного преобразования,

осуществляют прием сигналов по М каналам приема, при этом каждый из J переданных сигналов определяют как сумму сигналов М каналов приема с весовыми коэффициентами, каждый из которых определяет изменение амплитуды и фазы соответствующего сигнала, при этом в качестве весовых коэффициентов используют элементы матрицы заключительного линейного преобразования.

При этом интервал долговременной адаптации Та определяют как временной интервал от начала до конца сеанса связи между передающей и приемной стороной, или

интервал долговременной адаптации Та определяют в зависимости от максимальной скорости относительного перемещения между передающей и приемной сторонами,

матрицу предварительного линейного преобразования, используемого при передаче сигналов, формируют таким образом, что

из канальной матрицы Н формируют матрицу H^HH и выполняют ее разложение по собственным значениям, представляя в виде произведения H^HH=UΛU^H, где Λ - диагональная матрица собственных значений, U - унитарная матрица собственных векторов,

определяют множество доминантных собственных векторов как J собственных векторов, соответствующих J наибольшим собственным значениям,

матрицу предварительного линейного преобразования, используемого при передаче сигналов, формируют как матрицу W_tx, столбцами которой являются доминантные собственные векторы,

матрицу заключительного линейного преобразования, используемого при приеме сигналов, формируют как W_rx=W_tx·H^H, где W_tx - матрица предварительного линейного преобразования.

Таким образом, заявляемый способ является более простым в реализации по сравнению со способом-прототипом и при этом обеспечивает высокую эффективность передачи и позволяет получить значительное повышение пропускной способности относительно систем MIMO без обратной связи.

Рассмотрим подробнее за счет чего достигается лучший технический эффект заявляемого изобретения по сравнению со способом-прототипом и другими техническими решениями, известными из уровня техники.

Заявляемый способ использует метод собственных подканалов или собственных мод канала MIMO. Суть подхода собственных подканалов состоит в том, что через канал MIMO, имеющий N входов (передающих антенн) и М выходов (приемных антенн), одновременно передают J сигналов. Перед передачей выполняют предварительное линейное преобразование данных сигналов, в результате которого каждый сигнал передают через каждую из N антенн с соответствующим весовым коэффициентом. Весовой коэффициент передачи представляет собой комплексное число, модуль которого определяет изменение амплитуды сигнала, а аргумент - изменение фазы сигнала.

На приемной стороне выполняют заключительное линейное преобразование, то есть каждый из сигналов М приемных антенн также умножают на соответствующий весовой коэффициент. При этом используют J наборов весовых коэффициентов заключительного линейного преобразования, соответствующих J переданным сигналам. Каждый из данных J наборов обычно представляют М-мерным вектором, а множество наборов предварительного и множество наборов заключительного преобразований представляют соответствующими матрицами.

Передача и прием какого-либо из J сигналов с определенными векторами весовых коэффициентов предварительного и заключительного линейных преобразований может рассматриваться как передача данного сигнала по пространственному каналу, образованному данными векторами весовых коэффициентов.

Векторы весовых коэффициентов могут быть установлены таким образом, что одновременно передаваемые сигналы не создадут взаимных помех. В этом случае соответствующие пространственные каналы являются взаимно ортогональными. Один из известных способов создания взаимно ортогональных пространственных подканалов состоит в использовании собственных подканалов канала связи MIMO.

Собственными подканалами канала связи MIMO называют пространственные подканалы, создаваемые сингулярными векторами канальной матрицы Н или собственными векторами матрицы H^HH. При этом матрицу предварительного линейного преобразования формируют как

где u₁, u₂, …, u_J - J столбцов матрицы U, представляющей декомпозицию H^HH=UΛU^H.

Матрицу заключительного линейного преобразования формируют по формуле

Пропускная способность каждого из подканалов (8) и суммарная пропускная способность канала связи MIMO зависят от мгновенной реализации канальной матрицы Н и являются величинами случайными. Статистические характеристики этих случайных величин зависят от статистических свойств канальной матрицы, которые обычно представляют с помощью вероятностных распределений ее элементов и матрицы корреляции. Данные свойства в большой степени зависят от типа канала, связи и в конечном итоге от конфигураций антенных систем и среды рассеяния.

В процессе исследований и разработки систем связи обычно используют типовые модели канала связи, наиболее распространенной из которых является модель, в которой элементы канальной матрицы Н имеют одинаковое вероятностное распределение и взаимную ковариацию, соответствующую ковариационной матрице R. В качестве вероятностных распределений часто используют распределения, соответствующие каналу с Релеевскими замираниями сигнала - в отсутствие сигнала прямой видимости, - или каналу с Райсовскими замираниями - при наличии сигнала прямой видимости. При этом Релеевскому каналу соответствует Гауссово распределение элементов канальной матрицы Н с нулевым средним, Райсовскому каналу - то же распределение с ненулевым средним.

Исследование статистических свойств сингулярных значений канальной матрицы для наиболее распространенного Релеевского канала связи показывает, что упорядоченные по величине сингулярные значения имеют значительное различие как по мгновенным, так и по средним значениям (см. Harold Artes, Dominik Seethaler, and Franz Hlawatsch, "Efficient Detection Algorithms for MIMO Channels: A Geometrical Approach to Approximate ML Detection" IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING, VOL.51, NO.11, NOVEMBER 2003, pp.2808-2820 [10]). Поэтому передача по собственным подканалам потоков с одинаковой скоростью приведет к снижению качества приема символов, передаваемым по менее емким подканалам, и соответственно к общему снижению качества связи. Поэтому реализация максимальной потенциальной пропускной способности канала MIMO возможна на основе адаптивного распределения битовой загрузки пространственных подканалов, что и выполняется в известных алгоритмах, например в способе-прототипе [2].

При передаче по собственным подканалам канала связи MIMO выполняют также и адаптацию значений мощности передачи по каждому из подканалов. Обычно при этом выполняют алгоритм "заполнения водой", согласно которому мощность передачи сигнала в собственных подканалах устанавливают в зависимости от соответствующих сингулярных значений, уровня шума и ограничения на суммарную мощность передачи (см. [8]). Этот процесс обычно выполняют итеративно. Адаптация значений мощности не всегда приводит к значительному увеличению пропускной способности канала. Например, результаты моделирования, представленные в [9], показывают, что используемый прототипом метод "заполнения водой" обеспечивает энергетический выигрыш менее децибела.

Вместе с тем, алгоритмы адаптации значений мощности и битовой загрузки ортогональных подканалов значительно усложняют реализацию алгоритма MIMO с обратной связью, как уже упоминалось выше при анализе и критике способа-прототипа. Были указаны также основные причины того, что данный весьма сложный процесс адаптации передачи и приема сигнала не гарантирует достижения потенциальной пропускной способности канала связи MIMO.

Заявляемое изобретение представляет собой более простой в реализации способ, основанный на методе собственных мод, который, тем не менее, обеспечивает высокую эффективность передачи и позволяет получить значительное повышение пропускной способности, относительно систем М1МО без обратной связи.

Технический эффект достигается за счет того, что в отличие от способа прототипа, адаптацию значений m_k битовой загрузки подканалов выполняют на временном интервале долговременной адаптации Та, который выбирают значительно больше, чем интервал оценивания канала связи Те. Данную долговременную адаптацию осуществляют по соотношениям между величинами сингулярных значений канальной матрицы, усредненным за период Та. По этим же усредненным соотношениям определяют и количество используемых подканалов J. При этом используют равномерное распределение мощности передачи через ортогональные собственные подканалы.

Алгоритм упрощается за счет того, что адаптация значений битовой загрузки подканалов и количества используемых подканалов выполняют лишь на достаточно длинном временном интервале долговременной адаптации Та. При этом сокращается количество информации о канале связи, которой необходимо обеспечивать передатчик на каждом из коротких временных интервалов Те.

Способ заявляемого изобретения допускает наиболее простой вариант реализации, в котором временной интервал долговременной адаптации Та определяют как временной интервал от начала до конца сеанса связи между передающей и приемной сторонами. В этом случае усредненные соотношения между упорядоченными сингулярными значениями матрицы H^HH оценивают для типового канала связи, например для канала с релеевскими замираниями и некоторой оценочной корреляционной матрицей. При отсутствии информации о корреляционной матрице может использоваться модель со статистически независимыми элементами канальной матрицы Н. Данное оценивание выполняют заранее до сеанса связи путем математического расчета или компьютерного моделирования с учетом конфигураций антенных систем передающей и приемной сторон.

Безусловно, статистические свойства реального канала связи могут отличаться от свойств типового канала, используемого для определения битовой загрузки. Однако наиболее важные свойства реального канала связи, например, такие, как максимальная взаимная корреляция между сигналами, определяются в значительной степени конфигурацией антенной системы и могут быть учтены заранее - до сеанса связи. Поэтому связанное с этим снижение пропускной способности не велико и во многих случаях сравнимо со снижением, обусловленным неточностью процесса адаптации значений мощности и битовой загрузки подканалов по мгновенным оценкам канальной матрицы Н. Это установлено в процессе моделирования, выполненного как для канала нулевой, так и с высокой корреляцией между элементами матрицы Н.

В данном наиболее простом варианте реализации комбинации значений битовой загрузки (m₁, m₂, …m_R), R=min(N,M) могут храниться в памяти для нескольких вариантов конфигураций антенных систем передающей и приемной сторон.

Таким образом, заявляемое изобретение представляет собой эффективный по сочетанию качества и сложности реализации способ передачи и приема информации в системе связи MIMO с обратной связью.

Ниже рассмотрим подробнее пример осуществления заявляемого изобретения со ссылкой на чертежи.

На фиг.1 выполнен общий вид структуры системы связи.

На фиг.2 - структурная схема передатчика системы радиосвязи MIMO-OFDM, на котором реализуется способ передачи-приема сигналов в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема согласно заявляемому изобретению.

На фиг.3 - структурная схема блока предварительной пространственной обработки.

На фиг.4 - структурная схема узла модуляторов.

На фиг.5 - структурная схема блока обработки контрольной информации.

На фиг.6 - структурная схема приемника системы связи MIMO-OFDM, на котором реализуется способ согласно заявляемому изобретению.

На фиг.7 - структурная схема блока заключительной пространственной обработки.

На фиг.8 - структурная схема узла демодуляторов.

На фиг.9 - структурная схема блока формирования контрольной информации для 1-го варианта определения интервала долговременной адаптации.

На фиг.10 - структурная схема блока формирования контрольной информации для 2-го варианта определения интервала долговременной адаптации.

На фиг.11 - иллюстрация экстраполяции канальной матрицы.

На фиг.12 - временная диаграмма формирования оценки канала, экстраполяции и использования экстраполированной оценки.

На фиг.13 приведены характеристики помехоустойчивости алгоритма собственных мод с различными комбинациями значений битовой загрузки.

На фиг.14 приведены характеристики алгоритмов передачи-приема сигнала для канала MIMO с некоррелированными элементами канальной матрицы.

На фиг.15 приведены характеристики алгоритмов передачи-приема сигнала для канала MIMO с высокой корреляцией.

Способ передачи-приема сигналов в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема согласно заявляемому изобретению реализуют в системе радиосвязи, которая содержит, по меньшей мере, одну базовую станцию (БС) и одну абонентскую станцию (АС). Структура такой системы радиосвязи, состоящей из одной БС и двух АС, показана на фиг.1. В состав оборудования базовой станции входит, по меньшей мере, передатчик 2, приемник 3 и блок управления 4. В состав оборудования каждой абонентской станции входит также, по меньшей мере, приемник 6, передатчик 7 и блок управления 8.

Канал связи от передатчика 2 БС к приемнику 6 АС обычно называют прямым каналом системы связи, а канал связи от передатчика АС 7 к приемнику БС 3 - обратным.

Заявляемое изобретение может быть применено как в прямом, так и в обратном каналах. Однако описание реализации способа будет представлено на примере прямого канала, где проблема повышения пропускной способности стоит особенно остро. Это обусловлено тем, что именно от БС к АС передаются наиболее объемные и высокоскоростные потоки данных - Интернет, мультимедиа и т.д.

Заявляемый способ реализуют в системе MIMO с обратной связью, то есть в системе радиосвязи, где осуществляют адаптацию параметров передачи сигнала на основе контрольной информации, сформированной по оценке канала MIMO. В отличие от способа-прототипа, способ данного заявляемого изобретения использует два вида контрольной информации - кратковременную и долговременную. Кратковременной контрольной информацией служат доминантные собственные векторы канала связи. Данную информацию формируют на интервале адаптации. Долговременной контрольной информацией служит комбинация значений битовой загрузки собственных подканалов и количество используемых собственных подканалов. Долговременную контрольную информацию формируют соответственно на интервале долговременной адаптации.

Способ согласно заявляемому изобретению может быть реализован как в системе связи с временным, так и с частотным дуплексом. В данном описании реализация заявляемого способа представлена на примере системы с частотным дуплексом, где для передачи контрольной информации от приемной к передающей стороне используется специальный канал обратной связи.

Согласно изобретению осуществляют передачу и прием сигнала на каждом временном интервале адаптации Те. Этот интервал обычно определяют заранее, выбирая из нескольких значений, предусматриваемых используемым стандартом связи. Выбор обычно выполняют, основываясь на максимально возможной скорости изменения канала связи, то есть таким образом, чтобы обусловленные федингом изменения огибающих сигналов приемных антенн были незначительными. Тогда в процессе приема и передачи может быть использована одна оценка канала связи на всем интервале Те.

Временной интервал долговременной адаптации Та определяют как интервал адаптации к медленно изменяющимся параметрам канала связи. Возможны два варианта определения интервала Та.

В первом варианте временной интервал Та адаптации к медленно изменяющимся параметрам канала связи между передающей и приемной сторонами определяют как временной интервал от начала до конца сеанса связи между передающей и приемной сторонами.

Во втором варианте временной интервал Та адаптации к медленно изменяющимся параметрам канала связи между передающей и приемной сторонами определяют в зависимости от максимальной скорости относительного перемещения между передающей и приемной сторонами.

Ниже рассмотрены оба варианта и для каждого из них представлен алгоритм определения оптимальной битовой загрузки.

Сначала рассмотрим определение оптимальной битовой загрузки собственных подканалов для первого варианта, когда интервал долговременной адаптации Та определяют как временной интервал от начала до конца сеанса связи между передающей и приемной сторонами.

В этом варианте заранее определяют количество J собственных подканалов канала связи MIMO, используемых для передачи сигнала, также заранее определяют битовую загрузку, то есть количество бит на символ модуляции - m_j для каждого j-го собственного подканала. Это может быть выполнено на основании следующих соображений.

Используя формулу (8) при одинаковых значениях мощности передачи через собственные подканалы P_i=Р, i=1, 2, … R, R=min (N, M), можно выразить разность ΔС_1,i=С₁-C_i мгновенных значений удельной пропускной способности этих подканалов, как

или

Методом компьютерного моделирования были оценены средние значения для упорядоченных величин λ₁≥…≥λ_R, для случая, когда элементы матрицы Н независимые идентично распределенные Гауссовы величины в системах MIMO(4,4), MIMO(4,2), MIMO(2,2). (В обозначении MIMO(N,M) первое число в скобках отражает количество передающих, второе - количество приемных антенн). Результаты представлены в таблице 1.

Данными оценками можно воспользоваться для определения оптимальной комбинации значений битовой загрузки. Например, соотношение для канала MIMO(4,4) означает, что среднее значение разности удельных пропускных способностей первой и второй мод Аналогично, среднее значение разности удельных пропускных способностей первой и третьей мод в среднем равна а первой и четвертой мод -

Поэтому, если установить значения скоростей передачи данных по собственным подканалам в соответствии с этими соотношениями, то емкость подканалов будет использоваться с одинаковой степенью эффективности, и таким образом будет максимизирована средняя пропускная способность канала MIMO.

Скорость передачи данных можно варьировать, выбирая размерность созвездия модуляции, то есть количество бит на символ модуляции или битовую загрузку каждого подканала. При этом различие в битовой загрузке определяет различие в спектральной эффективности подканалов. Если, например, через один из подканалов передают символ модуляции, представляющий 4 бита, а через другой одновременно передают 2 битовый символ, то разница значений спектральной эффективности составляет 4-2=2 бит/сек/Гц.

При этом для наиболее эффективного использования пропускной способности подканалов необходимо обеспечить максимальную степень близости между величинами ΔC_1,i i=2, … R и разностями соответствующих значений битовой загрузки. Это можно сделать, например, определив функцию, отражающую степень различия между данными величинами, и выполнив минимизацию этой функции. Данной функцией может служить следующая

где Δ_m1,j=m₁-m_j, m_j - количество бит на символ модуляции в j-м собственном подканале.

Оптимальная комбинация значений битовой загрузки (m₁, …, m_R)_opt определяется как комбинация, обеспечивающая минимум F(m₁, … m_R). Минимизация этой функции может выполняться путем перебора всевозможных комбинаций упорядоченных значений битовой загрузки (m₁, … m_R), то есть таких, что m₁≥…m_R. При этом обычно сохраняют постоянным суммарное число бит В, одновременно передаваемых по каналу MIMO

После определения оптимальной комбинации значений битовой загрузки (m₁, …, m_R)_opt легко определить количество используемых подканалов J как количество ненулевых значений m_i (i=1, … R).

В соответствии с этим алгоритмом было выполнено определение оптимальной битовой загрузки собственных подканалов. Результат представлен в таблице 2, для каналов MIMO(4,4) и MIMO(4,2) при спектральной эффективности 8 бит/сек/Гц и для канала MIMO(2,2) при спектральной эффективности 4 бит/сек/Гц.

Характеристики помехоустойчивости алгоритма собственных мод в системе MIMO(4,4) с различными комбинациями значений битовой загрузки показаны на фиг.13. Характеристики получены методом компьютерного моделирования для канала связи с Релеевскими замираниями. При этом использовалось сверточное кодирование данных со скоростью 0.5. Передача осуществлялась пакетами, размер пакета до кодирования 192 бита.

На фиг.13 используются обозначения:

PER (packet error rate) - частота ошибок приема пакета данных,

E_B/N₀ - отношение энергии сигнала в расчете на один бит к спектральной плотности мощности шума в точке приема,

Eigen-mode [m₁ m₂ m₃ m₄] - алгоритм собственных мод с комбинацией значений битовой загрузки подканалов (m₁, m₂, m₃, m₄),

алгоритм MIMO без обратной связи - алгоритм пространственного мультиплексирования, использующий одновременную передачу различных символов с модуляцией QPSK через различные передающие антенны и метод максимального правдоподобия при приеме сигнала.

Представленные характеристики свидетельствуют о том, что помехоустойчивость зависит от распределения значений битовой загрузки. Максимальную помехоустойчивость обеспечивает комбинация [4 3 1 0], которая также определена как оптимальная в таблице 2.

На основании вышесказанного был разработан алгоритм определения оптимальной битовой загрузки и количества используемых собственных подканалов, который может быть использован при реализации способа передачи-приема сигналов согласно заявляемому изобретению. В соответствии с этим алгоритмом

1. Оценивают соотношения , j=1, 2, … R между упорядоченными собственными значениями λ₁≥λ₂≥…≥λ_R матрицы H^HH, это выполняют, например, методом компьютерного моделирования, в процессе которого выполняют цикл из N_EXP экспериментов, при этом в каждом эксперименте

а) формируют M×N канальную матрицу Н₀ с независимыми элементами, имеющими комплексное Гауссово вероятностное распределение с нулевым средним и единичной дисперсией,

b) если располагают данными о матрицах корреляций передающей и приемной сторон R_t и R_r соответственно, то формируют канальную матрицу Н с учетом матриц корреляции:

с) если не располагают данными о матрицах корреляций передающей и приемной сторон, то в качестве канальной матрицы Н используют H₀, то есть

d) выполняют декомпозицию матрицы H^HH по собственным значениям и определяют набор упорядоченных собственных значений λ₁≥λ₂≥…≥λ_R, R=min[M,N). Данная декомпозиция может быть выполнена с использованием известных компьютерных средств - MATLAB или MCAD, или другими средствами по известным алгоритмам (см. Cavallaro J.R., Luk F.Т. "Cordic arithmetic for a SVD processor," IEEE Transactions on Computers - T.5, 1988, pp.271-290 [11]; Ercegovac M.D., Lang T. "Redundant and on-line Cordic: application to matrix triangularization and SVD," IEEE Transactions on Computers. - Т.39, no.6, 1990, pp.725-740 [12]; J.Gotze, S.Paul, M.Sauer, "An Efficient Jacobi-Like Algorithm for Parallel Eigenvalue Computation," IEEE Transactions on Computers, September 1993 (Vol.42, No.9) pp.1058-1065 [13]);

e) используя формулу (15), формируют значения ΔC_1,i;

2. По окончании цикла определяют средние значения:

где (ΔC_1,i)_k - значения ΔC_1,i, определенные в k-м эксперименте цикла;

3. Формируют всевозможные комбинации (m₁, … m_R) значений битовой загрузки R собственных подканалов канала MIMO, при этом учитывают условия (m₁≥…≥m_R) и , где В - суммарное число бит, одновременно передаваемых по каналу MIMO;

например, если R=2, B=4, и в системе предусмотрено использование двух видов модуляции: 16QAM (m₁=4) и 4QAM (m₂=2), то множество всевозможных комбинаций (m₁, … m_R) состоит из двух комбинаций (4, 0); (2 2);

4. Из всевозможных комбинаций (m₁, … m_R) значений битовой загрузки выбирают оптимальную комбинацию значений битовой загрузки (m₁, … m_R)_opt как комбинацию, обеспечивающую минимум решающей функции:

5. Определяют количество J используемых собственных подканалов канала MIMO как количество отличных от нуля значений битовой загрузки в оптимальной комбинации (m₁, … m_R)_opt.

Во втором варианте интервал долговременной адаптации Та определяют в зависимости от максимальной скорости относительного перемещения между передающей и приемной сторонами.

При этом, например, интервал долговременной адаптации Та определяют как временной интервал, в течение которого не успевают значительно измениться такие параметры канала MIMO, от которых зависят соотношения между сингулярными значениями канальной матрицы. К таким параметрам относятся угловые направления распространения сигнала относительно антенных систем передающей и приемной сторон и угловые расширения лучей передающей и приемной сторон. Это связано с тем, что от этих величин зависит взаимная корреляция сигналов различных антенных элементов и, в конечном счете, спектр сингулярных значений канальной матрицы.

Максимальную величину интервала адаптации Та можно определить, например, как время, за которое угловое направление сигнала изменяется не более чем на некоторую пороговую величину (например, 10-20°) при максимальной скорости углового перемещения приемника абонентской станции относительно базовой станции.

На первом интервале Та сеанса связи используют хранящиеся в памяти оптимальные комбинации (m₁, … m_R)_opt значений битовой загрузки, заранее определенные для различных конфигураций канала MIMO. Для этого может быть использован алгоритм определения оптимальной комбинации, представленный выше для 1-го варианта выбора временного интервала Та.

На каждом последующем интервале Та используют оптимальную комбинацию значений битовой загрузки, определенную на предшествующем интервале Та.

При этом оптимальную комбинацию значений битовой загрузки определяют, например, следующим образом.

1. Оценивают соотношения , j=1, 2, … R между упорядоченными собственными значениями матрицы H^H·Н на каждом из интервалов адаптации Те для каждой из K поднесущих, при этом:

а) используя оценку канальной матрицы Н, формируют матрицу H^H·Н, выполняют ее декомпозицию по собственным значениям и определяют набор упорядоченных собственных значений λ₁≥λ₂≥…≥λ_R, R=min (M, N). Данная декомпозиция может быть выполнена по известным алгоритмам [11], [12], [13];

b) формируют значения ΔC_1,i по формуле (15).

2. По окончании последнего временного интервала Те, составляющего текущий интервал Та, определяют средние значения:

где (ΔC_1,i)_n,k - значения ΔC_1,i, определенные для k-й поднесущей на n-м интервале Те, текущего интервала долговременной адаптации Та,

- целое число интервалов Те, составляющих интервал Та.

3. Формируют всевозможные комбинации (m₁, … m_R) значений битовой загрузки R собственных подканалов канала MIMO, при этом учитывают условия (m₁≥…≥m_R) и , где В - суммарное число бит, одновременно передаваемых по каналу MIMO.

4. Из всевозможных комбинаций (m₁, … m_R) значений битовой загрузки выбирают оптимальную комбинацию значений битовой загрузки (m₁, … m_R)_opt как комбинацию, обеспечивающую минимум решающей функции (21).

5. Определяют количество J используемых собственных подканалов канала MIMO как количество отличных от нуля значений битовой загрузки в оптимальной комбинации (m₁, … m_R)_opt.

Способ передачи-приема согласно заявляемому изобретению не исключает возможности использования и других алгоритмов определения оптимальной комбинации значений битовой загрузки.

Один из возможных способов реализации заявляемого изобретения описан ниже применительно к системе MIMO-OFDM. При этом алгоритмы передачи и приема сигнала применяются в каждом из К частотных подканалов - поднесущих, используемых для передачи информационных сигналов.

Как упоминалось выше, метод OFDM используется для борьбы с частотной селективностью, которая является следствием многолучевости. Поэтому в системе MIMO-OFDM обычно рассматривают несколько временных лучей сигнала, пришедших в точку приема с различными временными задержками. В данном случае соотношение между переданными и принятыми сигналами в системе MIMO-OFDM удобно рассматривать в частотной области. При этом для частотного канала каждой k-й поднесущей совокупность сигналов приемных антенн может быть представлена формулой, аналогичной формуле (1) (см. Helmut Bölcskei, David Gesbert, and Arogyaswami J. Paulraj, "On the Capacity of OFDM-Based Spatial Multiplexing Systems," IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL.50, NO.2, FEBRUARY 2002 pp.225-234 [14]):

где x_k, H_k, s_k, n_k - величины, аналогичные величинам x, Н, s, n в выражении (1), k=1, … K - индекс поднесущей, причем К - количество используемых поднесущих.

Канальная матрица H_k для каждой k-й поднесущей выражается как

где - канальная матрица для 1-й многолучевой компоненты сигнала, τ₁ - временная задержка 1-й многолучевой компоненты сигнала, N_FT - размерность дискретного преобразования Фурье (параметр модуляции OFDM), l=1, … L.

L - количество лучей, которые учитывают в процессе передачи и приема. Это число может быть определено заранее, обычно используют L в пределах 2-4.

Рассмотрим подробнее реализацию заявляемого изобретения со ссылкой на фиг.2-10.

На фиг.2 выполнена структурная схема передатчика 2 системы связи MIMO-OFDM, на котором осуществляют способ согласно заявляемому изобретению.

Передатчик 2 (фиг.2) содержит:

блок 9 кодирования,

блок 10 распределения данных,

К блоков 11₁-11_K предварительной пространственной обработки (по числу используемых частотных поднесущих),

блок 12 модуляции OFDM,

блок 13 обработки контрольной информации,

при этом вход блока 9 кодирования является первым информационным входом передатчика 2, выход блока 9 кодирования соединен со входом блока 10 распределения данных, К выходов которого соединены соответственно с первыми входами К блоков 11₁-11_K предварительной пространственной обработки, вторые входы которых соединены соответственно с первыми выходами блока 13 обработки контрольной информации, первые L входов которого являются вторыми входами передатчика 2 - входами сигнала, содержащего канальные матрицы и значения задержек L многолучевых компонент, второй вход блока 13 обработки контрольной информации является третьим входом передатчика 2 - входом сигнала, содержащего номер оптимальной комбинации значений битовой загрузки подканалов, вторые К выходы блока 13 обработки контрольной информации соединены с третьими входами К блоков 11₁-11_K предварительной пространственной обработки, N выходов каждого из К блоков 11₁-11_K предварительной пространственной обработки соединены с соответствующими им N входами блока 12 модуляции OFDM, N выходов которого являются N выходами передатчика 2, которые соединены с N передающими антеннами 14₁-14_N.

Для простоты изложения в структурной схеме передатчика 2 (фиг.2) не показаны устройство и сигналы синхронизации, необходимые для нормального функционирования блоков, входящих в состав передатчика. Также для простоты все соединения показаны на блок-схемах линиями одной толщины, несмотря на то, что некоторые соединения отражают передачу одиночных цифровых и аналоговых сигналов, а другие - передачу массивов сигналов - матриц.

На вход блока 9 кодирования, который одновременно является входом передатчика 2, поступает предназначенное для передачи информационное сообщение в виде последовательности двоичных символов (бит). Блок 9 кодирования выполняет операции помехоустойчивого кодирования, а также и перемежения данной последовательности двоичных символов. Последнее служит для повышения устойчивости связи к замираниям сигнала. Сформированный таким образом поток закодированных двоичных символов поступает на вход блока 10 распределения данных. В блоке 10 распределения данных двоичные символы входного потока распределяют между частотными подканалами - поднесущими, предназначенными для передачи данных. Таким образом, на выходах блока 10 распределения данных формируют К подпотоков двоичных данных, соответствующих К поднесущим, используемым для передачи данных.

Каждый k-й подпоток из K сформированных подпотоков двоичных данных поступает на первый - сигнальный - вход k-го блока 11_k предварительной пространственной обработки. На второй вход каждого k-го блока 11₁-11_К предварительной пространственной обработки с первых выходов блока 13 обработки контрольной информации поступает комбинация значений (m₁, … m_R) битовой загрузки подканалов, а на третий вход со второго выхода блока 13 обработки контрольной информации поступает матрица предварительного линейного преобразования, соответствующего k-й поднесущей.

Каждый блок 11₁-11_K предварительной пространственной обработки, структурная схема которого выполнена на фиг.3, содержит последовательно соединенные узел 15 демультиплексирования, узел 16 модуляторов и узел 17 предварительного линейного преобразования, при этом первый вход узла 15 демультиплексирования является первым входом блока 11 предварительной пространственной обработки, вторые входы узла 15 демультиплексирования и узла 16 модуляторов объединены, образуя второй вход блока 11 предварительной пространственной обработки, второй вход узла 17 предварительного линейного преобразования является третьим входом блока 11 предварительной пространственной обработки, N выходов узла 17 предварительного преобразования образуют выходы блока 11 предварительной пространственной обработки.

С первого входа блока 11 предварительной пространственной обработки на первый вход узла 15 демультиплексирования поступает последовательность двоичных символов соответствующей поднесущей. На второй вход узла 15 демультиплексирования поступает комбинация значений (m₁, … m_R) битовой загрузки.

В узле 15 демультиплексирования определяют количество J используемых собственных подканалов канала MIMO как количество ненулевых значений m_r комбинации значений (m₁, … m_R) битовой загрузки. Последовательность двоичных символов входного потока делят на пакеты по В двоичных символов, где В - количество бит, одновременно передаваемых через канал MIMO. Каждый пакет из В символов, в свою очередь, делят на J подпакетов. При этом каждый j-й подпакет состоит из m_j бит, причем Каждый из J<=R подпакетов, сформированных таким образом на первых J выходах узла 15 демультиплексирования, поступает на соответствующий ему вход узла 16 модуляторов. Возможны различные варианты реализации узла 16 модуляторов, структурная схема одного из таких вариантов выполнена на фиг.4.

Узел 16 модуляторов (фиг.4) содержит R модуляторов 18₁-18_R и элемент 19 памяти, при этом входы R модуляторов 18₁-18_R являются первыми входами узла 16 модуляторов, вход элемента 19 памяти является вторым входом узла 16 модуляторов, R выходов элемента 19 памяти соединены соответственно со вторыми входами R модуляторов 18₁-18_R, выходы которых являются выходами узла 16 модуляторов.

В каждом j-m модуляторе 18_J входной пакет из m_j двоичных символов трактуется как двоичное число. По данному двоичному числу на выходе модулятора 18_J формируют символ модуляции как комплексное число, модуль которого отражает амплитуду, а аргумент - фазу гармонического радиосигнала, соответствующего данному символу. Соответствие между двоичными числами и символами модуляции определяют по таблице - карте соответствующего вида модуляции. Карты модуляции для всех видов модуляции, используемых в системе, хранят в элементе 19 памяти и загружают в каждый j-й модулятор 18_j в соответствии с сигналом значения битовой загрузки m_j. При нулевой битовой загрузке m_j модулятор 18_j не используется и его сигнал не поступает на выход узла модуляторов. Таким образом, на выходах узла 16 модуляторов формируют пакет из J символов модуляции, который можно представить как вектор а=[а₁ а₂, … a_J]^T.

Возможны и другие способы реализации узла 16 модуляторов. Способы модуляции (QPSK, M-QAM и другие) представлены в различных источниках, например в John G. Proakis, "Digital Communication," McGrow-Hill, Third Edition [15].

С выходов узла 16 модуляторов символы модуляции поступают на соответствующие входы узла 17 предварительного линейного преобразования, на второй вход которого поступает матрица (W_tx)_k предварительного линейного преобразования k-й поднесущей, сформированная на соответствующем выходе блока 13 обработки контрольной информации.

В узле 17 предварительного линейного преобразования выполняют линейное преобразование пакета передаваемых символов модуляции как операцию умножения:

Таким образом, на выходах каждого из К блоков 11₁-11_K предварительной пространственной обработки формируют пакет из N сигналов, предназначенных для одновременной передачи на соответствующей поднесущей частоте через N передающих антенн 14₁-14_N. Данные сигналы поступают на соответствующие входы блока 12 модуляции OFDM.

Структурная схема блока 13 обработки контрольной информации показана на фиг.5. Блок 13 содержит узел 20 преобразования Фурье, узел 21 памяти и К узлов 22₁- 22_K декомпозиции матрицы, при этом L входов узла 20 преобразования Фурье являются первыми входами блока 13 обработки контрольной информации, К выходов узла 20 преобразования Фурье соединены соответственно с первыми входами К узлов 22₁-22_K декомпозиции матрицы, вторые входы которых соединены с первым выходом узла 21 памяти, вход которого является вторым входом блока 13 обработки контрольной информации, выходы узла 21 памяти являются первыми выходами блока 13 обработки контрольной информации, выходы К узлов 22₁-22_K декомпозиции матрицы являются вторыми выходами блока 13 обработки контрольной информации.

На L входов узла 20 преобразования Фурье поступают сигналы канальных матриц L многолучевых компонент и соответствующие значения задержек

τ₁ l=1, … L. Данные сигналы формируют в приемнике обратного канала по контрольной информации, принятой в сообщении обратной связи от приемной стороны. По этим сигналам в узле 20 преобразования Фурье формируют канальные матрицы H_k для каждой из К поднесущих в соответствии с выражением (24). Каждая из К сформированных матриц H_k (k=1, … K) поступает на первый вход соответствующего узла 22_k декомпозиции матрицы.

В узле 21 памяти хранятся всевозможные комбинации значений (m₁, … m_R) битовой загрузки, используемые в системе. На вход узла 21 памяти поступает номер (m₁, … m_R) оптимальной комбинации, выбранной для текущего временного интервала долговременной адаптации Та.

Для первого варианта, когда интервал долговременной адаптации Та определяется длительностью сеанса связи, этот номер поступает из блока 4 управления приемопередатчиком БС 1, где определяется до сеанса связи по известной конфигурации канала связи MIMO(N,M).

Для второго варианта определения временного интервала Та номер оптимальной комбинации поступает из приемника 6 обратного канала, куда поступает в сообщении обратной связи от приемной стороны.

Алгоритмы определения оптимальной комбинации значений битовой загрузки для обоих вариантов представлены в соответствующем разделе данного описания.

По номеру оптимальной комбинации соответствующая комбинация значений битовой загрузки считывается из узла 21 памяти и поступает на первый выход блока обработки контрольной информации. Количество отличных от нуля значений битовой загрузки J, соответствующее данной комбинации, считывается со второго выхода узла 21 памяти и поступает на второй вход каждого из К узлов 22₁-22_K декомпозиции матрицы.

В каждом k-м узле из К узлов 22₁-22_K декомпозиции матрицы формируют матрицу и выполняют ее разложение по собственным значениям, представляя в соответствии с выражением (2), то есть как

где U_k - матрица собственных векторов, Λ_k диагональная матрица собственных значений, индекс k соответствует номеру частотной поднесущей. Алгоритмы разложения матрицы по собственным значениям представлены, например, в [11], [12], [13].

Матрицу предварительного линейного преобразования k-й поднесущей (W_tx)_k формируют как J столбцов матрицы U_k, соответствующих наибольшим собственным значениям. Сформированные таким образом матрицы (W_tx)_k поступают на вторые выходы блока 13 обработки контрольной информации и далее - на третьи входы соответствующих им блоков 11₁-11_K предварительной пространственной обработки.

Блок 12 модуляции OFDM состоит из N каналов 14₁-14_N обработки сигнала по числу передающих антенн. На входы каждого n-го канала поступают сигналы, предназначенные для передачи через n-ю антенну. В каждом из каналов обработки выполняют операции по формированию сигнала OFDM, к которым, как правило, относятся добавление служебных сигналов (пилот-сигналов, сигналов защитных интервалов, нулевой частоты), обратное преобразование Фурье, добавление циклического префикса.

Процедура формирования сигнала OFDM описана в различных источниках, например в [15] и в IEEE P802.16-REVd/D5-2004 standard for wireless communication systems, part 16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems, 2004 [16].

После формирования сигналов OFDM в блоке 12 выполняют преобразование их в аналоговую форму, а также операции по преобразованию и обработке сигналов на радиочастоте, необходимые для передачи их в эфир.

Каждый из N сигналов, сформированных таким образом на выходах блока 12 модуляции OFDM, передают через соответствующую передающую антенну 14₁-14_N.

Рассмотрим подробнее фиг.6, на которой проиллюстрирована структурная схема приемника 3.

На фиг.6 показано М приемных антенн 23₁-23_M и приемник, который содержит:

блок 24 демодуляции OFDM,

блок 25 оценки канала,

К блоков 26₁-26_K заключительной пространственной обработки, количество которых соответствует числу используемых частотных поднесущих,

блок 27 формирования контрольной информации,

блок 28 объединения данных,

блок 29 декодирования,

при этом выходы М приемных антенн 23₁-23_M соединены с М входами блока 24 демодуляции OFDM и М входами блока 25 оценки канала, образующими первые входы приемника 3, выходы блока 24 демодуляции OFDM соединены с первыми М входами каждого блока 26₁-26_K заключительной пространственной обработки, вторые входы которых соединены с первым выходом блока 27 формирования контрольной информации, первые L входов которого соединены с L выходами блока 25 оценки канала, вторые К выходов блока 27 формирования контрольной информации соединены соответствующими им третьими входами К блоков 26₁-26_K заключительной пространственной обработки, выходы которых соединены со входами блока 28 объединения данных, выход которого соединен со входом блока 29 декодирования, выход которого является первым выходом приемника 3, второй вход блока 27 формирования контрольной информации является вторым входом приемника 3, третьи L выходов блока 27 формирования контрольной информации являются вторыми выходами приемника 3.

Для простоты изложения в структурной схеме приемника не показаны блок и сигналы синхронизации, необходимые для нормального функционирования блоков, входящих в состав приемника. Однако имеется в виду, что сигналы синхронизации формируются в блоке синхронизации по специально передаваемым для этой цели пилот сигналам (и/или преамбулам).

Блок 24 демодуляции OFDM состоит из М каналов обработки сигнала по числу приемных антенн. На вход каждого m-го канала поступает сигнал с m-й приемной антенны. В каждом из каналов обработки сигнала выполняют функции обработки сигнала на радио частоте, синхронизации, а также перенос в область видеочастот и преобразование в цифровую форму. В данном блоке выполняют также операции по демодуляции сигнала OFDM, к которым, как правило, относятся: удаление циклического префикса, преобразование Фурье и выделение из всей совокупности сигналов - информационных сигналов, переданных на К поднесущих частотах. Процедура демодуляции сигнала OFDM представлена в различных источниках, например, в [15].

Таким образом, на выходах блока 24 демодуляции OFDM формируют сигналы каждой из К поднесущих, принятых через каждую из М приемных антенн. М сигналов каждой k-й поднесущей, поступают параллельно входы соответствующего (k-го) блока заключительной пространственной обработки.

Каждый блок 26₁-26_К заключительной пространственной обработки (фиг.7) содержит последовательно соединенные узел 30 заключительного линейного преобразования, узел 31 демодуляторов и мультиплексор 32, при этом М входов узла 30 заключительного линейного преобразования являются первыми входами блока 26 заключительной пространственной обработки, второй вход которого образован вторым входом узла 30 заключительного линейного преобразования, R выходов которого соединены соответственно с первыми R входами узла 31 демодуляторов, второй вход которого объединен со вторым входом мультиплексора 32, образуя третий вход блока 26 заключительной пространственной обработки, R выходов узла 31 демодуляторов соединены соответственно с R входами мультиплексора 32, выход которого является выходом блока 26 заключительной пространственной обработки.

С первого входа блока 26 заключительной пространственной обработки на первые М входов узла 30 заключительного линейного преобразования поступают соответственно сигналы М приемных антенн соответствующей поднесущей частоты. Эти сигналы могут быть представлены вектором принятых сигналов k-й поднесущей x_k=[x_1,k x_2,k … x_M,k]^T. На второй вход узла 30 заключительного линейного преобразования поступает матрица (W_rx)_k заключительного преобразования, сформированная для k-й поднесущей на соответствующем выходе блока 27 формирования контрольной информации.

В узле 30 заключительного линейного преобразования выполняют линейное преобразование вектора принятых сигналов как операцию умножения:

где - J-мерный вектор оценок символов, переданных на k-й поднесущей.

Таким образом, на выходах узла 30 заключительного линейного преобразования формируют вектор оценок символов модуляции, переданных по каналу связи на k-й поднесущей. Данные оценки поступают на входы узла 31 демодуляторов. На второй вход узла 31 демодуляторов поступает комбинация значений битовой загрузки с третьего входа блока 26 заключительной пространственной обработки.

Узел 31 демодуляторов, структурная схема которого показана на фиг.8, содержит R демодуляторов 33₁-33_R и элемент 34 памяти, при этом первые входы R демодуляторов 33₁-33_R являются первыми R входами узла 31 демодуляторов, второй вход которого образует вход элемента 34 памяти, выходы которого соединены со вторыми входами R, демодуляторов, выходы которых являются выходами узла 31 демодуляторов.

Работает узел 31 демодуляторов следующим образом. По комбинации значений (m₁, … m_R) битовой загрузки определяют количество используемых демодуляторов как число J отличных от нуля значений битовой загрузки. В начале каждого интервала долговременной адаптации Та в каждый j-й демодулятор 33_j из узла 34 памяти загружают карту модуляции, соответствующую значению m_j битовой загрузки.

На первый вход каждого j-го демодулятора 33j поступает оценка символа модуляции. По этой оценке в демодуляторе формируют оценки бит, представленных данным символом модуляции. При использовании в системе мягкого декодирования, которое является наиболее эффективным способом декодирования, оценки бит формируют в виде метрик мягких решений. Метрику мягкого решения каждого i-го бита из m_j бит, соответствующих оценке , формируют в соответствии с формулой

где i=1, … m_j, m_j - битовая загрузка, определяющая количество бит на символ модуляции, , - множества значений символа модуляции a_j, для которых i-й бит принимает значение "-1" и "+1" соответственно.

Метрики мягких решений, сформированные для всего пакета переданных символов модуляции, поступают на первые входы мультиплексора 32, на второй вход которого поступает комбинация значений битовой загрузки. С помощью этих сигналов в мультиплексоре 32 множество метрик мягких решений преобразуют из параллельной формы в последовательную форму.

Таким образом, на выходе каждого k-го блока заключительной пространственной обработки формируют последовательность оценок двоичных символов, переданных на k-й поднесущей. Сформированные таким образом последовательности оценок двоичных символов всех К поднесущих поступают на вход блока 28 объединения данных.

В блоке 25 оценки канала выполняют известным способом оценку канальных матриц многолучевых компонент и соответствующие значения задержек многолучевых компонент τ_l на каждом временном интервале адаптации Те. Способы оценки канала в системе связи MIMO-OFDM известны из литературы (см., например, Z. Jane Wang, Zhu Han, and К.J.Ray Liu, "A MIMO-OFDM Channel Estimation Approach Using Time of Arrivals," IEEE TRANSACTIONS ON WIRELESS COMMUNICATIONS, VOL.4, NO.3, MAY 2005, pp.1207-1213 [17]; Gordon 1. Stuber, John r. Barry, Steve W. Mclaughlin, Ye (Geoffrey) Li, Mary Ann Ingram, and Thomas G. Pratt, "Broadband MIMO-OFDM Wireless Communications," Proceedings of the IEEE, Vol.92, NO.2, February 2004 [18]; Jianxuan Du; Ye Li, "MIMO-OFDM channel estimation based on subspace tracking," Vehicular Technology Conference, 2003. VTC 2003-Spring, 22-25 April 2003 Page(s): 1084-1088 vol.2. [19]).

Сформированные значения и

τ_l (по общей для них шине данных) поступают на соответствующий вход блока 27 формирования контрольной информации.

Блок 27 формирования контрольной информации служит для формирования контрольной информации - кратковременной и долговременной. Структура и алгоритм реализации данного блока различаются для двух вариантов определения интервала долговременной адаптации. Поэтому ниже представлены два соответствующих варианта исполнения блока 27 формирования контрольной информации.

Блок 27 формирования контрольной информации по 1-му варианту реализации (фиг.9) содержит узел 35 экстраполяции, узел 36 квантования, узел 37 преобразования Фурье, К узлов 38₁-38_K декомпозиции и узел 39 памяти, при этом L входов узла 35 экстраполяции являются первыми входами блока 27 формирования контрольной информации, L первых выходов узла 35 экстраполяции соединены со входами узла 36 квантования, L выходов которого являются третьими выходами блока 27 формирования контрольной информации, вторые L выходов узла 35 экстраполяции соединены с L входами узла 37 преобразования Фурье, выходы которого соединены с соответствующими входами К узлов 38₁-38_K декомпозиции матрицы, выходы которых образуют вторые выходы блока 27 формирования контрольной информации, вход узла 39 памяти является вторым входом блока 27 формирования контрольной информации, выход узла 39 памяти является первым выходом блока 27 формирования контрольной информации.

Работает блок 27 формирования контрольной информации по 1-му варианту реализации следующим образом. На L входов узла 35 экстраполяции поступают соответственно канальные матрицы L многолучевых компонент сигнала вместе с соответствующими значениями задержек многолучевых компонент, сформированные на соответствующих выходах блока 25 оценки канала. В узле 35 экстраполяции выполняют экстраполяцию оценок канальных матриц L многолучевых компонент.

Экстраполяцию матриц выполняют поэлементно, то есть с каждым элементом каждой матрицы H_l(t), где t обозначает момент времени, для которого сформирована оценка, l - индекс номера многолучевой компоненты.

Экстраполяцию выполняют для компенсации ошибок, связанных с задержкой в канале обратной связи. При этом выполняют, например, линейную экстраполяцию по формуле

где t₁, t₂ - последовательные моменты времени, для которых сформированы оценки h(t₁) и h(t₂) соответственно; t₃ - момент времени, для которого вычисляется оценка путем экстраполяции. Иллюстрация линейной экстраполяции для реальных значений h проиллюстрирована на фиг.11. Аналогично может быть выполнена экстраполяция значений задержек L многолучевых компонент.

Экстраполированные значения канальных матриц всех L многолучевых компонент сигнала вместе с соответствующими значениями задержек, вычисленные для интервала Те, на котором будет применяться данная оценка канала, передаются по каналу обратной связи на передающую сторону системы связи.

В узле 35 экстраполяции также запоминают экстраполированные значения канальных матриц, вычисленные на предыдущем интервале адаптации Те, то есть задержанные на время Те относительно текущих значений.

Задержанные значения канальных матриц L многолучевых компонент используют при приеме сигнала на текущем интервале Те. Это выполняют с той целью, чтобы матрицы предварительного и заключительного линейных преобразований, используемых при передаче и приеме одного и того же сигнала, были сформированы из одной и той же оценки канальной матрицы. В противном случае, несовпадение канальных матриц, используемых в процессе передачи и приема, приводит к увеличению вероятности ошибок приема.

Процесс формирования оценки канала, экстраполяции и использования экстраполированной оценки поясняется с помощью временной диаграммы (фиг.12). На фиг.12 показаны два момента времени t и t+1, где t - время, выраженное в условных единицах (в интервалах Те). При этом в момент t приемник МС формирует оценку h(t), экстраполирует и получает h_e(t), передает оценку h_e(t) на БС, а также использует при приеме предыдущую экстраполированную оценку h_e(t-1), поскольку передатчик использовал именно эту оценку при передаче сигнала в предыдущий момент t-1. Аналогичная последовательность операций выполняется в момент t+1 и так далее.

Таким образом, на первых L выходах узла 35 экстраполяции формируют экстраполированные значения канальных матриц L многолучевых компонент вместе с соответствующими значениями задержек τ_l, откуда они поступают на соответствующие им входы узла 36 квантования. На вторых L выходах узла 35 экстраполяции формируют задержанные на время Те экстраполированные значения канальных матриц L многолучевых компонент вместе с соответствующими значениями задержек τ_l, откуда они поступают на соответствующие им L входы узла 37 преобразования Фурье.

В узле 37 преобразования Фурье канальные матрицы многолучевых компонент (l=1, … L) преобразуют в канальные матрицы частотных поднесущих H_k (k=1, … K) в соответствии с выражением (24). Каждая из К сформированных матриц H_k поступает на первый вход соответствующего ей узла 38_K декомпозиции матрицы. В каждом k-м узле из К узлов 38₁-38_K декомпозиции матрицы формируют матрицу и выполняют ее разложение по собственным значениям, представляя в соответствии с выражением (26), аналогично тому, как это делается в узле декомпозиции матрицы 22 передатчика 1. Алгоритмы декомпозиции матрицы по сингулярным значениям известны из различных источников, например Ошибка! Источник ссылки не найден., Ошибка! Источник ссылки не найден. Ошибка! Источник ссылки не найден. Затем формируют матрицу предварительного линейного преобразования k-й поднесущей

(W_tx)_k как J столбцов матрицы собственных векторов U_k, соответствующих наибольшим собственным значениям. Сформированную матрицу (W_tx)_k преобразуют в матрицу заключительного линейного преобразования по формуле

Матрицы заключительных линейных преобразований (W_rx)_k, сформированные таким образом для К поднесущих, поступают на вторые выходы блока 27 формирования контрольной информации и далее - на третьи входы соответствующих им блоков 26₁-26_K заключительной пространственной обработки.

В узле 36 квантования выполняют поэлементное квантование матриц. Например, может применяться раздельное квантование действительной и мнимой частей комплексного числа. При этом квантование числа выполняется по следующей формуле Л.Рабинер, Б.Гоулд. "Теория и применение цифровой обработки сигналов," пер. с англ., М.: Мир, 1978 [20].

где y - исходное число до квантования, Y - квантованное число в двоичном представлении, с - полное количество бит двоичного представления числа, включая знак, Q=2^t, t - количество бит дробной

части двоичного представления числа.

Аналогично выполняют и квантование значений задержек многолучевых компонент τ_l l=1, … L.

Сформированные таким образом квантованные матрицы L многолучевых компонент вместе с соответствующими значениями задержек многолучевых компонент поступают в передатчик 7 обратного канала, где передаются на передающую сторону по каналу обратной связи в сообщении кратковременной контрольной информации.

В узле 39 памяти хранятся всевозможные комбинации значений битовой загрузки (m₁, … m_R), используемые в системе. Со второго входа блока 27 формирования контрольной информации на вход узла 39 памяти поступает номер оптимальной комбинации, выбранной для текущего временного интервала долговременной адаптации Та.

Для данного варианта реализации блока формирования контрольной информации этот номер поступает из блока управления приемопередатчиком БС, где определяется до сеанса связи по известной конфигурации и другой доступной информации о канале связи MIMO(N,M).

Номер оптимальной комбинации значений битовой загрузки может быть определен по алгоритму определения оптимальной битовой загрузки, который представлен в соответствующем разделе настоящего описания для 1-го варианта определения интервала долговременной адаптации Та.

Способ согласно заявляемому изобретению не исключает использование других алгоритмов определения оптимальной битовой загрузки.

На выходе узла 39 памяти формируют комбинацию (m₁, … m_R) значений битовой загрузки, соответствующую номеру комбинации, поступившему на его вход.

Блок 27 формирования контрольной информации по 2-му варианту реализации (фиг.10) выполнен аналогично блоку 27 формирования контрольной информации по первому варианту реализации и содержит узел 40 экстраполяции, узел 41 квантования, узел 42 преобразования Фурье, К узлов 42₁-42_K декомпозиции матриц и узел 44 памяти и дополнительно (в отличие от реализации по первому варианту) содержит узел 45 определения оптимальной битовой загрузки, при этом L входов узла 40 экстраполяции являются первыми входами блока 27 формирования контрольной информации, L первых выходов узла 40 экстраполяции соединены с входами узла 41 квантования, L выходов которого являются третьими выходами блока 27 формирования контрольной информации, вторые L выходов узла 40 экстраполяции соединены с L входами узла 42 преобразования Фурье, выходы которого соединены с соответствующими входами К узлов 43₁-43_K декомпозиции матрицы, выходы которых образуют вторые выходы блока 27 формирования контрольной информации и соединены с первыми К входами узла 45 определения оптимальной битовой загрузки, второй вход которого соединен с первым выходом узла 44 памяти, первый вход которого является вторым входом блока 27 формирования контрольной информации, второй вход узла 44 памяти соединен с выходом узла определения оптимальной битовой загрузки, выход узла 44 памяти является первым выходом блока 27 формирования контрольной информации.

Алгоритмы функционирования узла 40 экстраполяции, узла 41 квантования, узла 42 преобразования Фурье, узлов 43₁-43_K декомпозиции матриц и узла 44 памяти аналогичны тем, которые подробно раскрыты выше при описании работы блока формирования контрольной информации по первому варианту реализации.

Для второго варианта реализации блока 27 формирования контрольной информации каждый из узлов 43₁-43_K декомпозиции матриц имеет дополнительный выход на узел 45 определения оптимальной битовой загрузки, на который поступает сформированное множество собственных значений матрицы : λ_1,k, λ_2,k, …, λ_R,k.

Множества собственных значений, сформированных для всех К поднесущих, поступают, соответственно на первые К входов узла 45 определения оптимальной битовой загрузки. На второй вход этого узла поступают всевозможные комбинации значений битовой загрузки с первого выхода узла 44 памяти.

На выходе узла 45 определения оптимальной битовой загрузки формируют номер оптимальной комбинации значений битовой загрузки собственных подканалов, который поступает на второй вход узла 44 памяти.

Узел 45 работает по алгоритму определения оптимальной битовой загрузки, который подробно раскрыт в соответствующем разделе данного описании для 2-го варианта определения интервала долговременной адаптации Та.

Способ согласно заявляемому изобретению не исключает использования других алгоритмов определения оптимальной битовой загрузки.

Номер оптимальной комбинации значений битовой загрузки с выхода узла 45 поступает на второй вход узла 44 памяти.

Для второго варианта реализации блока 27 формирования контрольной информации узел 44 памяти имеет два входа и два выхода.

На первый вход узла 44 памяти поступает номер оптимальной комбинации значений битовой загрузки для первого интервала долговременной адаптации Та. Этот номер поступает из блока 4 управления приемопередатчиком 1 БС, где определяется до сеанса связи по известной конфигурации канала связи MIMO(N,M) по алгоритму 1-го варианта определения оптимальной битовой загрузки собственных подканалов. Данный алгоритм представлен в соответствующем разделе настоящего описания.

На второй вход узла 44 памяти поступает номер оптимальной комбинации значений битовой загрузки для второго и последующих интервалов долговременной адаптации Та. Этот номер поступает с выхода узла 45 определения оптимальной битовой загрузки.

На втором выходе узла 44 памяти, который одновременно является и выходом блока 27 формирования контрольной информации, формируют оптимальную комбинацию значений битовой загрузки, соответствующую номеру, поступившему на первый вход узла памяти, для 1-го интервала Та, или номеру, поступившему на второй вход узла памяти, для 2-го и последующих интервалов Та. На первом выходе узла 44 памяти формируют всевозможные комбинации значений битовой загрузки, которые поступают на второй вход узла 45 определения оптимальной битовой загрузки.

В блоке 28 объединения данных, К подпотоков оценок двоичных символов, соответствующих К поднесущим, объединяют в один поток, который затем поступает на вход блока 29 декодирования. В блоке 29 декодирования выполняют операции де-перемежения и декодирования в соответствии с алгоритмами, которые использовались в блоке 9 кодирования передатчика 2 системы связи.

Таким образом, на выходе блока 29 декодирования, который одновременно является и выходом приемника 3, формируют оценку последовательности двоичных символов переданного информационного сообщения.

Для оценки характеристик помехоустойчивости алгоритма передачи-приема сигнала согласно способу заявляемого изобретения было выполнено компьютерное моделирование. Моделирование проводилось для системы связи MIMO(4,4), то есть при 4 передающих и 4 приемных антеннах: N=M=4.

При моделировании использовалось сверточное кодирование двоичных данных со скоростью 0,5. Размер информационного пакета до кодирования 192 бита. Использовалась одновременная передача по каналу MIMO 8 бит кодированного сообщения.

При моделировании использовалась модель канала связи с Релеевскими замираниями и аддитивным белым Гауссовым шумом. Моделирование выполнено для двух типов канала связи MIMO - (1) канал с независимыми элементами канальной матрицы Н и (2) канал с высокой корреляцией (коэффициент корреляции 0,2-0,5).

В процессе моделирования оценивалась частота ошибок приема информационного пакета - PER (packet error rate) - как функция от Е_В/N₀, где E_B/N₀ - отношение энергии сигнала в расчете на один бит к спектральной плотности мощности шума в точке приема.

В процессе моделирования оценивались характеристики способа заявляемого изобретения (по первому варианту), прототипа и алгоритма MIMO без обратной связи. В качестве алгоритма MIMO без обратной связи был взят алгоритм пространственного мультиплексирования, в котором при передаче равномерно распределяют 8 бит между 4 передающими антеннами, передают с модуляцией QPSK, а при приеме сигнала используют метод максимального правдоподобия.

По результатам моделирования представлены характеристики - на фиг.14 для канала MIMO с некоррелированными элементами канальной матрицы, а на фиг.15 - для канала с высокой корреляцией. Полученные характеристики свидетельствуют о том, что характеристики заявляемого изобретения практически совпадают с характеристиками прототипа, но при этом существенно упрощают алгоритм формирования контрольной информации. Кроме того, графики свидетельствуют о значительном повышении помехоустойчивости относительно алгоритма MIMO без обратной связи, несмотря на то, что последний использует весьма сложный алгоритм приема максимального правдоподобия. Этот выигрыш особенно значителен в канале MIMO с высокой корреляцией.

Снижение сложности реализации способа согласно заявляемому изобретению относительно прототипа осуществляется за счет упрощения алгоритма формирования контрольной информации, а также за счет сокращения объема данной информации.

Заявляемый способ передачи и приема сигнала в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема отличается тем, что контрольная информация в нем разделена на долговременную и кратковременную. Кратковременной информацией служит множество доминантных собственных векторов канальной матрицы, а долговременной информацией служит оптимальная комбинация значений битовой загрузки собственных подканалов или ее номер. Кратковременную информацию формируют для каждого интервала адаптации Те. Долговременную контрольную информацию используют в течение интервала долговременной адаптации Та и формируют по усредненным соотношениям между значениями емкости собственных подканалов.

В заявляемом изобретении предложено два варианта формирования долговременной контрольной информации. В первом, наиболее простом, варианте эту информацию используют в течение всего сеанса связи, а формируют заранее для типового канала связи, характерного для данной системы, по известным конфигурациям антенных систем передатчика и приемника. В этом случае максимально снижается сложность реализации, так как в процессе сеанса связи отсутствует процесс формирования долговременной контрольной информации.

Для способа данного предлагаемого изобретения предложен вариант реализации в системе MIMO-OFDM. В предложенном способе реализации кратковременную контрольную информацию (множество доминантных собственных векторов) формируют раздельно на передающей и приемной сторонах по канальным матрицам многолучевых компонент.

При этом по каналу обратной связи передают канальные матрицы многолучевых компонент. В этом случае объем информации не зависит от количества частотных подканалов (поднесущих). Поэтому преимуществом данного способа является снижение объема информации, которую необходимо передавать по каналу обратной связи в системе MIMO-OFDM, особенно при большом числе поднесущих.

Таким образом, способ согласно заявляемому изобретению является более простым по сравнению со способом-прототипом, но, тем не менее, обеспечивает высокую эффективность передачи сигнала и позволяет получить значительное повышение пропускной способности относительно систем MIMO без обратной связи.

Таблица 1 Оцениваемая функция MIMO (4,4) MIMO (4,2) MIMO (2,2) 1.18 1.9 3.44 2.77 - - 6.05 - -