Двухчастотный адаптивный компенсатор помех

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в различных радиотехнических системах для защиты их от воздействия нестационарных помех с неизвестными корреляционными свойствами. В частности, оно может найти применение в приемных трактах радиолокационных и связных систем, работающих в условиях воздействия пассивных помех.

Известен адаптивный многоступенчатый компенсатор помех, параметры которого изменяются в соответствии с измеренными значениями коэффициентов корреляции помехи на выходе каждой ступени компенсатора. Этот компенсатор содержит в каждой ступени блок оценки коэффициентов корреляции, два перемножителя, два сумматора и линию задержки (см. авторское свидетельство СССР № 953906, 1981 г.)

Данное устройство обеспечивает в установившемся режиме полную компенсацию стационарной помехи независимо от ее корреляционных свойств. Однако устройство становится неработоспособным при работе в условиях воздействия дискретных (нестационарных) помех, соизмеримых по длительности с полезным сигналом.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому решению является двухчастотный адаптивный компенсатор помех с корреляционными обратными связями, содержащий выходной сумматор и два частотных канала, каждый из которых содержит N элементов задержки, N первых перемножителей, вход каждого из которых соединен с выходом соответствующего элемента задержки, и N блоков оценки коэффициентов корреляции, первый вход i-го (i=1, 2, … N) блока оценки коэффициента корреляции каждого частотного канала соединен с выходом i-го элемента задержки другого частотного канала, вход первого элемента задержки каждого частотного канала является входом соответствующего частотного канала и входом соответствующей частоты адаптивного компенсатора. Данный двухчастотный адаптивный компенсатор помех обеспечивает частичную компенсацию кратковременных нестационарных во времени помех с неизвестными корреляционными свойствами и не компенсирует полезные сигналы. Прохождение полезного сигнала без компенсации в этом случае обеспечивается разностно-фазовыми свойствами двухчастотной системы, благодаря которым доплеровские набеги фазы полезного сигнала в двухчастотных каналах при больших значениях доплеровской скорости существенно отличаются, а их оценки, вводимые из одного канала в другой, не полностью компенсируют доплеровские смещения. В то же время, в силу малых радиальных скоростей помехи, оценки ее коэффициентов корреляции, полученные в обоих частотных каналах, в среднем отличаются незначительно, что дает возможность компенсировать помеху без подавления полезного сигнала.

Однако недостатком многоканального автокомпенсатора с параллельно включенными компенсационными каналами, входящим в состав двухчастотного компенсатора, является затягивание переходных процессов при наличии взаимной корреляции помех в каналах. Это приводит даже при стационарной помехе к значительному снижению коэффициента подавления помех; как показывают расчеты, в зависимости от вида корреляционной функции помехи потери в коэффициенте подавления по сравнению с оптимальной обработкой могут составлять 10 и более дБ (см., например, Я.Д. Ширман, В.Н. Манжос. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех, М., "Сов. радио" 1981, стр. 559-363).

Целью изобретения является повышение эффективности подавления дискретных коррелированных помех.

Поставленная цель достигается тем, что в двухчастотный адаптивный компенсатор помех, содержащий выходной сумматор и два частотных канала, каждый из которых содержит N элементов задержки, N первых перемножителей, вход каждого из которых соединен с выходом соответствующего элемента задержки, и N блоков оценки коэффициентов корреляции, первый вход i-го (i=1, 2, … N) блока оценки коэффициента корреляции каждого частотного канала соединен с выходом i-го элемента задержки другого частотного канала, вход первого элемента задержки каждого частотного канала является входом соответствующего частотного канала и входом соответствующей частоты адаптивного компенсатора в каждый частотный канал, введены соединенные последовательно N первых сумматоров, вход первого из которых соединен с входом соответствующего частотного канала, а выход N-го первого сумматора является выходом соответствующего частотного канала и соединен с соответствующим входом выходного сумматора, другой вход каждого i-го первого сумматора соединен с выходом i-го первого перемножителя того же частотного канала, между выходом каждого i-го элемента задержки и входом (i+1)-го элемента задержки включен i-й второй сумматор, между входом i-го первого сумматора и другим входом i-го второго сумматора включен i-й второй перемножитель, другие входы i-х первого и второго перемножителей соединены с соответствующими выходами i-го блока оценки коэффициентов корреляции того же частотного канала, второй вход каждого из которых соединен с входом i-го первого сумматора другого частотного канала.

На фиг. 1 представлена структурная электрическая схема предлагаемого двухчастотного адаптивного компенсатора помех; на фиг. 2 представлен пример выполнения блока оценки коэффициента корреляции.

Устройство может быть реализовано как в аналоговом, так и в цифровом виде. В материалах заявки рассматривается цифровой вариант реализации. Ввиду громоздкости квадратурного представления структурной схемы адаптивного компенсатора на Фиг. 1 операции умножения и сложения цифровых кодов в квадратурах заменены эквивалентными операциями с комплексными числами.

Двухчастотный адаптивный компенсатор помех на Фиг. 1 содержит первый частотный канал 1, второй частотный канал 2, выходной сумматор 3, элементы 4 задержки, первые перемножители 5, блоки 6 оценки коэффициентов корреляции, первые сумматоры 7, вторые сумматоры 8, вторые перемножители 9.

Блок оценки коэффициентов корреляции на фиг. 2 содержит первый многоразрядный цифровой вход 10, второй многоразрядный цифровой вход 11, первый многоразрядный цифровой выход 12, второй многоразрядный цифровой выход 13, третьи перемножители 14, третий сумматор 15, четвертый сумматор 16, вычитатель 17, пятые сумматоры 18, элементы 19 задержки, делитель 20, инвертор 21.

Предлагаемый двухчастотный адаптивный компенсатор помех содержит выходной сумматор 3 и два частотных канала 1 и 2, каждый из которых содержит N элементов задержки 4, N первых перемножителей 5, вход каждого из которых соединен с выходом соответствующего элемента задержки 4, и N блоков оценки коэффициентов корреляции 6, первый вход 10 i-го блока оценки коэффициента корреляции 6 каждого частотного канала соединен с выходом i-го элемента зедержки 4 другого частотного канала, вход первого элемента задержки 4 каждого частотного канала является входом соответствующего частотного канала и входом соответствующей частоты адаптивного компенсатора. В каждом частотном канале соединенные последовательно N первых сумматоров 7, вход первого из которых соединен с входом соответствующего частотного канала и входом соответствующей частоты адаптивного компенсатора. В каждом частотном канале соединенные последовательно N первых сумматоров 7, вход первого из которых соединен с входом соответствующего частотного канала, а выход N-го первого сумматора 7 является выходом соответствующего частотного канала и соединен с соответствующим входом выходного сумматора 3, другой вход каждого i-го первого сумматора 7 соединен с выходом i-го первого перемножителя 5 того же частотного канала, между выходом каждого i-го элемента задержки 4 и входом (i+1)-го элемента задержки 4 включен i-й второй сумматор 8, между входом i-го первого сумматора 7 и другим входом i-го второго сумматора 8 включен i-й второй перемножитель 9, другие входы i-х первого 5 и второго 9 перемножителей соединены с соответствующими выходами 12 и 13 i-го блока оценки коэффициентов корреляции того же частотного канала, второй вход 11 каждого из которых соединен с входом i-го первого сумматора 7 другого частотного канала.

Устройство работает следующим образом. На входы первого 1 и второго 2 частотных каналов воздействует аддитивная смесь полезного сигнала и помехи с неизвестными корреляционными свойствами. Помеха в общем случае не стационарна во времени, в частности, интервал нестационарности может быть соизмерим с длительностью полезного сигнала.

В процессе прохождения сигнала и помехи через первый частотный канал 1 (через второй частотный канал 2), элементы 4 задержки, первые перемножители 5, первые сумматоры 7, вторые сумматоры 8, вторые перемножители 9 происходит последовательная декорреляция и компенсация помехи за счет ее многократного череспериодного весового вычитания на первых сумматорах 7. Перекрестный ввод весовых коэффициентов из первого частотного канала во второй и наоборот осуществляется через блоки оценки коэффициентов корреляции 6 и через первые 5 и вторые 9 перемножители, что позволяет, как отмечалось выше, исключить возможную компенсацию полезного сигнала.

Формирование весовых коэффициентов в приведенном на фиг. 2 блоке оценки коэффициентов корреляции 6 производится следующим образом.

На первый и второй входы блока оценки 6 поступают многоразрядные цифровые коды двух квадратур с соответствующих входов сумматоров 7 и 8. Согласно алгоритму оценки комплексного коэффициента корреляции (см. ТИИЭР, 1981, т. 69, №11, стр. 20)

, где

- комплексная амплитуда реализации процесса в момент времени t_i на входе сумматора 7 к-той ступени;

- комплексно-сопряженная амплитуда реализации процесса в момент времени t_i+1 на входе сумматора 8 к-той ступени;

n - число усредняемых выборок.

Над указанными выше многоразрядными кодами производятся операции умножения, суммирования и деления (в квадратурах согласно фиг. 2).

Операция усреднения в блоке оценки 6 реализуется с помощью пятых сумматоров 18 и элементов 19 задержки, величина которых равна периоду повторения зондирующих импульсов.

При цифровой реализации элементы задержки 4, 19 представляют собой многоразрядный сдвиговый регистр с числом элементов, равным числу периодов дискретизации входной информации в периоде повторения. Тактирование при записи и сдвиге информации осуществляется от общего устройства синхронизации (на фиг. 1 и фиг. 2 не показаны) с периодом, равным частоте дискретизации. В начале работы осуществляется одноразовый сброс информации во всех элементах задержки 4 и 19 по сигналу от устройства синхронизации, совпадающему по времени с импульсом запуска передатчика первого периода. Поскольку оценка коэффициентов корреляции помехи производится после каждого элемента задержки 4 независимо, то скорость сходимости процесса адаптации фильтра в целом будет того же порядка как скорость сходимости в одной его ступени. Это исключает затягивание переходного процесса, свойственное прототипу.

В отличие от адаптивных систем с корреляционными обратными связями, к которым относится прототип, в предлагаемом устройстве используется непосредственный ввод оценок параметров помехи в каждую ступень компенсатора.

Как известно (см. ранее приведенную ссылку на авторское свидетельство № 953906 от 23.02.1981), алгоритмы с непосредственным вводом параметров помехи обладают более быстрой сходимостью, что при работе по дискретной помехе дает выигрыш в коэффициенте подавления, достигающего десяти, не более, децибел.

В то же время в предлагаемом устройстве, как и в прототипе, отсутствует подавление полезного сигнала.

Таким образом, обладая высокой скоростью адаптации, предлагаемое устройство позволяет компенсировать кратковременные нестационарные помехи с произвольными корреляционными свойствами и не компенсирует полезные сигналы.

По сравнению с прототипом предлагаемое устройство позволяет повысить помехозащищенность на 10 и более дБ, что подтверждено математическим моделированием на ЭВМ БЭСМ-6.

В качестве базового объекта может быть выбран однократный адаптивный компенсатор пассивных помех с корреляционными обратными связями, предназначенный для подавления дискретных помех. По сравнению с базовым объектом предлагаемое техническое решение обеспечивает многократную компенсацию дискретных помех, причем выигрыш в коэффициенте подавления возрастает по мере увеличения кратности компенсации. Так, например, при двукратной автокомпенсации коэффициент подавления помехи с гауссовым спектром определяется из формулы

,

тогда как для однократной автокомпенсации

, где

ρ - коэффициент межпериодной корреляции пассивной помехи.

При ρ=0,99 выигрыш предложенного технического решения по сравнению с базовым объектом в коэффициенте подавления составит

.