Двухканальный преобразователь допплеровских частот эхо-сигналов для двухчастотной локационной станции

Предлагаемое изобретение относится к области радиолокации, в частности к области защиты радиолокационных станций (РЛС) от пассивных помех, и может быть использовано при построении систем селекции движущихся целей на фоне сигналов, отраженных от широкого класса пассивных помех (дипольные противорадиолокационные отражатели, местные предметы, гидрометеоры, метеообразования типа "ангелы" и т.д.).

Известно двухчастотное устройство редукции допплеровского сдвига частоты радиолокационных эхо-сигналов, содержащее последовательно соединенные перемножитель и фильтр, выполняющие функцию устройства выделения разностей фаз двух несущих частот (См. Y.K. Hsiao Analisys of a dual frequency moving target indication system. The Radio Electronic Engineer, v. 45 №7, pp. 351-356, 1975).

Недостатком данного устройства является расширение спектра флуктуаций сигналов пассивных помех и резкое увеличение динамического диапазона выходных сигналов, требующее увеличения динамического диапазона обрабатывающей аппаратуры за счет перемножения обрабатываемых сигналов. Кроме того, данное устройство не может применяться в РЛС со сложным сигналом, если сжатие производится после устройства редукции, из-за наличия в тракте сигнала нелинейного устройства, разрушающего фазовую структуру сложного сигнала.

Известно также двухчастотное устройство редукции допплеровского сдвига частоты радиолокационных эхо-сигналов, входящее в состав устройства защиты от пассивных помех, содержащее два сумматора, два детектора, основной сумматор и два дополнительных входных усилителя, входы и выходы которых перекрестно соединены со входами двух сумматоров. При этом каждое из двух последовательных соединений сумматора и детектора представляет собой устройство выделения разностей фазы.

Недостатком данного устройства является расширение спектра флуктуации сигналов пассивных помех и искажение его формы, вызываемые наличием нелинейного элемента (амплитудного детектора) и разницей в усилении сигналов, подаваемых на входы сумматоров в устройстве выделения разностей фаз, что приводит к увеличению потерь, снижающих эффективность работы системы селекции движущихся целей.

Наиболее близким по технической сущности к предложенному устройству является двухчастотное устройство редукции допплеровского сдвига частоты радиолокационных эхо-сигналов, входящее в состав устройства для защиты двухчастотной РЛС от пассивных помех, содержащее сумматор, первый управляемый фазовращатель, первый усреднитель, а также первое устройство выделения разностей фаз и первую линию задержки, точка соединения входов которых является входом первой частоты устройства редукции, второе устройство и вторую линию задержки, точка соединения входов которых является входом второй частоты устройства редукции.

Данное устройство может работать в РЛС со сложными сигналами и использоваться как до, так и после фильтра сжатия.

Однако недостатком указанного устройства является то, что при разносе несущих частот в двухчастотных РЛС до 5% (увеличение которого недопустимо из-за ухудшения точностных характеристик РЛС) и скоростях перемещения пассивной помехи и цели (соответственно 100-150 км/час и 700-1000 км/час) разница между допплеровскими сдвигами частот эхо-сигналов от пассивной помехи и цели на выходе устройства редукции оказывается невелика. В свою очередь, небольшая разница между указанными доплеровскими сдвигами частот может привести к попаданию эхо-сигналов от цели в область режекции устройства селекции по скорости, используемого после устройства редукции, и существенно понизить эффективность выделения полезного сигнала на фоне пассивных помех.

Кроме того, усреднение полученной оценки межпериодной разности фаз в указанном устройстве осуществляется без учета амплитуды сигналов в элементах дистанции, попадающих в окно усреднения. Учет амплитуды при усреднении оценки фазы повышает точность полученной оценки (см., например, Аристов В.В. "Обнаружение флуктуирующего радиосигнала в некоррелированном шуме с неизвестной интенсивностью". Вопросы радиоэлектроники, серия общетехническая, вып. 14, 1981 г.).

Целью изобретения является увеличение абсолютного значения разности допплеровских частот выходных сигналов от полезных и мешающих отражающих объектов.

Помимо приведенной выше цели, можно указать и на повышение точности оценки межпериодной разности фаз при усреднении за счет дополнительного учета амплитуды сигналов, попадающих в окно усреднения по дистанции.

Поставленная цель достигается тем, что в двухчастотном устройстве редукции допплеровского сдвига частоты локационных эхо-сигналов, содержащем сумматор, первый управляемый фазовращатель, первый усреднитель, первый накопитель, а также первое устройство выделения разностей фаз и первую линию задержки, точка соединения входов которых является входом первой частоты устройства редукции, второе устройство выделения разностей фаз и вторую линию задержки, точка соединения входов которых является входом второй частоты устройства редукции, выход первого управляемого фазовращателя соединен с первым входом сумматора, выход первой линии задержки соединен со входом первого управляемого фазовращателя, между выходом второй линии задержки и вторым входом сумматора включен второй управляемый фазовращатель, между выходом первого устройства выделения разностей фаз и входом первого усреднителя включен первый клапан, между выходом второго устройства выделения разностей фаз и управляющим входом первого управляемого фазовращателя включены последовательно второй клапан, второй усреднитель и второй накопитель, между входом каждой частоты устройства редукции и управляющим входом соответствующего клапана включены последовательно блок вычисления модуля и компаратор, выход первого усреднителя соединен со входом первого накопителя, выход которого соединен с управляющим входом второго управляющего фазовращателя, при этом выходы первого и второго управляющих фазовращателей являются соответственно выходами сигналов первой и второй частот устройства редукции, а выход сумматора является выходом суммы сигналов первой и второй частот устройства редукции.

На фиг. 1 приведена структурная схема предлагаемого устройства, на фиг. 2 - пример выполнения устройства выделения разностей фаз, на фиг. 3 - пример выполнения усреднителя, на фиг. 4 - пример выполнения накопителя, на фиг. 5 - пример выполнения управляемого фазовращателя, на фиг. 6 - графики коэффициентов передачи по сигналам цели двух устройств защиты от пассивных помех (выполненных на основе прототипа и предлагаемого устройства) в зависимости от скорости, на фиг. 7 - график выигрыша в эффективности защиты от пассивных помех при использовании предлагаемого устройства по сравнению с базовым объектом в зависимости от входного коэффициента корреляции сигналов пассивных помех.

Двухчастотное устройство редукции доплеровского сдвига частоты локационных эхо-сигналов содержит сумматор 1, первый управляемый фазовращатель 2, первый усреднитель 3, первый накопитель 4, первое устройство 5 выделения разностей фаз, первую линию 6 задержки, второе устройство 7 выделения разностей фаз, вторую линию 8 задержки, второй управляемый фазовращатель 9, первый клапан 10, второй клапан 11, второй усреднитель 12, второй накопитель 13, блоки 14 вычисления модуля и компараторы 15.

Устройство выделения разностей фаз содержит блоки 16 вычисления логарифма, блоки 17 определения разности, блок 18 вычисления угла , линию 19 задержки на период повторения зондирующих сигналов РЛС; блок 20 вычисления и блок 21 вычисления.

Усреднитель содержит линии 22 задержки на n элементов дистанции с отводами, сумматоры 23, блоки 24 вычисления логарифма, блок 25 определения разности и блок 26 вычисления угла

Накопитель содержит сумматор 27, линию 28 задержки на период повторения зондирующих сигналов РЛС, блок 29 вычисления и блок 30 вычисления

Управляемый фазовращатель содержит блок 31 умножения, блок 32 вычисления разности и сумматор 33.

Предложенное устройство редукции содержит сумматор 1, первый управляемый фазовращатель 2, первый усреднитель 3, первый накопитель 4, а также первое устройство 5 выделения разностей фаз и первую линию 6 задержки, точка соединения входов которых является входом первой частоты устройства редукции, второе устройство 7 выделения разностей фаз и вторую линию 8 задержки, точка соединений входов которых является входом второй частоты устройства редукции, выход первого управляемого фазовращателя 2 соединен с первым входом сумматора 1, выход первой линии 6 задержки соединен со входом первого управляемого фазовращателя 2, между выходом второй линии 8 задержки и вторым входом сумматора 1 включен второй управляемый фазовращатель 9, между выходом первого устройства 5 выделения разностей фаз и входом первого усреднителя 3 включен первый клапан 10, между выходом второго устройства 7 выделения разностей фаз и управляющим входом первого управляющего фазовращателя 2 включены последовательно второй клапан 11, второй усреднитель 12 и второй накопитель 13, между входом каждой частоты устройства редукции и управляющим входом соответствующего клапана 10, 11 включены последовательно блок 14 вычисления модуля и компаратор 15, выход первого усреднителя 3 соединен со входом первого накопителя 4, выход которого соединен с управляющим входом второго управляющего фазовращателя 9, при этом выходы первого и второго управляющих фазовращателей 2, 9 являются соответственно выходами сигналов первой и второй частот устройства редукции, а выход сумматора 1 является выходом суммы сигналов первой и второй частот устройства редукции.

Устройство редукции работает следующим образом.

Входные эхо-сигналы каждой частоты поступают через линии 6 и 8 задержки и управляемые фазовращатели 2 и 9 на соответствующие выходы и на первый и второй входы сумматора 1 для получения суммарного сигнала первой и второй частоты.

Управляемые фазовращатели 2 и 9 предназначены для частичной компенсации межпериодного сдвига фазы поступающих эхо-сигналов, вызванного допплеровским сдвигом частоты спектра флуктуации этих сигналов, что эквивалентно редукции доплеровского сдвига.

Степень частичной компенсации при этом определяется выбранным разносом несущих частот в РЛС и зависит от величины указанного допплеровского смещения. Фазовый сдвиг эхо-сигналов, вводимый в фазовращателях 2, 9 в каждом рекуррентном периоде, определяется сигналом, поступающим на его вход управления от накопителей 13, 4.

Алгоритм получения указанных сигналов управления заключается в следующем.

В каждом устройстве выделения разностей фаз 5, 7 измеряется межпериодная разность фаз сигналов, поступающих в двух соседних периодах по каждому частотному входу.

Работу предложенного технического решения удобнее рассмотреть на примере цифровой реализации входящих в заявленное устройство блоков.

При цифровой реализации аппаратуры входной сигнал каждой из частот представляет собой две квадратуры x и y, полученные путем разложения вектора входного сигнала на две ортогональные составляющие с последующим преобразованием каждой составляющей в цифровую форму (блоки, осуществляющие разложение вектора входного сигнала на ортогональные составляющие и оцифровку полученных составляющих, на чертеже не показаны). Входной сигнал каждой из частот представляет собой n-разрядный двоичный код (например параллельный). При этом разряды с первого по n/2 несут информацию о составляющей x вектора входного сигнала, а разряды с n/2+1 по n-й содержат информацию о составляющей y. Соответственно указанные в материалах заявки связи между блоками представляют собой магистраль, по которой передается двоичный код соответствующей разрядности. На фиг. 2 представлен пример выполнения цифрового устройства выделения разностей фаз. Входные сигналы модулей двух квадратур и поступают на блоки 16 вычисления логарифмов и затем в блоке 17 находится разность Блок 16 вычисления логарифма может быть реализован в виде постоянного запоминающего устройства (ПЗУ). Число, логарифм которого необходимо вычислить, поступает на ПЗУ в качестве адреса и из ячейки памяти по этому адресу считывается величина соответствующего логарифма числа. На выходе блока 17 формируется сигнал, соответствующий , который поступает затем на блок 18 вычисления угла , который также может быть выполнен на ПЗУ.

В блоке 18 угол вычисляется по выражению с учетом знаков x и y. На выходе блока 18 формируется сигнал, определяющий текущее значение фазы принятого эхо-сигнала. Полученный сигнал, определяющий фазу , поступает на первый вход соответствующего блока 17 определения разности и на вход линии 19 задержки на период повторения зондирующих сигналов РЛС. Линия 19 задержки может быть выполнена, например, в виде ОЗУ с произвольной выборкой (см., например, А.Г. Алексеенко. Основы микросхемотехники, Сов. радио, 1977 г., стр. 168). С выхода линии 19 задержки задержанный сигнал, определяющий фазу , поступает на второй вход соответствующего блока 17. На выходе блока 17 формируется сигнал, равный разности фаз текущего и предыдущего периодов, т.е. определяется межпериодная разность фаз. Полученное значение поступает на блоки 20 и 21 для вычисления значений соответственно и , которые могут быть выполнены, например, в виде ПЗУ. Таким образом на выходе устройства выделения разностей фаз формируются сигналы, соответствующие косинусу и синусу межпериодной разности фаз принятых эхо-сигналов.

Блок 14 вычисления модуля эхо-сигналов при цифровой реализации может быть выполнен, например, в виде устройства вычисления модуля по информационному листку ВИМИ №82-0365, серия ИЛВТ-13-1, 1982 г.

С выходов устройств 5 и 7 выделения разностей фаз полученные оценки межпериодной разности фаз эхо-сигналов первой и второй частот поступают соответственно на первый и второй клапаны 10, 11 и затем на первый и второй усреднители 3, 12.

Усреднители 3, 12 используются для повышения точности оценки межпериодной разности фаз эхо-сигналов за счет усреднения полученной оценки по m соседним независимым элементам дистанции. Пример реализации усреднителя в цифровом исполнении приведен на фиг. 3. Входные сигналы поступают на многоотводные цифровые линии 22 задержки, с выходов которых сигналы и каждого элемента дистанции суммируются в сумматорах 23 для получения и . Суммарные сигналы подаются на блоки 24 вычисления логарифма и затем на блок 25 вычисления разности для определения

С выхода блока 25 сигнал поступает на блок 26 вычисления угла для получения усредненного значения . Выполнение блоков 24 и 26 аналогично выполнению блоков 16 и 18.

Для повышения точности оценки межпериодной разности фаз в процессе усреднения за счет учета амплитуды и исключения влияния шумов клапаны 10, 11 пропускают сигнал с выхода устройств 5, 7 на усреднители 3, 12 только в том случае, если амплитуда сигнала превышает определенный порог. Сравнение амплитуд сигналов первой и второй частот, вычисленных в блоках 14, с уровнем порога осуществляется в компараторах 15. При превышении амплитудой уровня порога в компараторе формируется сигнал разрешения, открывающий соответствующие клапаны 10, 11.

Полученные значения сигналов первой и второй частот с выходов блоков 3, 12 поступают соответственно на входы накопителей 4, 13, осуществляющих рециркуляционное накопление межпериодной фазы за обрабатываемую пачку из N импульсов. Пример выполнения накопителей 4, 13 приведен на фиг. 4. Входной сигнал поступает на первый вход сумматора 27, на второй вход которого через линию 28 задержки на период повторения зондирующих сигналов РЛС поступает сигнал с выхода этого сумматора. В каждом текущем периоде на выходе сумматора формируется значение фазы, равной сумме текущего значения и всех предыдущих периодов. Накопленное значение подается на блоки 29 и 30 вычисления косинуса и синуса угла, выполнение которых аналогично блокам 20, 21. Выходные квадратурные составляющие блоков 4, 13 представляют вектор и единичной длины и фазой, определяемой накопленным значением межпериодной разности фаз, взятой с противоположным знаком, сигналов по первой и второй частотам.

Выходные сигналы накопителей 4, 13, характеризующие для каждого сигнала обрабатываемой радиолокационной пачки импульсов оценку межпериодной разности фаз этого сигнала и первого сигнала пачки по каждой частоте, и являются сигналами управления для фазовращателей 9, 2. Пример цифровой реализации фазовращателей 2, 9 приведен на фиг. 5, который в этом случае представляет собой обычный умножитель двух комплексных чисел. Как известно, . В этом случае операция комплексного умножения решается с помощью четырех умножителей 31 двух чисел, которые могут быть выполнены, например, в виде цифрового умножителя по информационному листку ВИМИ №81-1707 серия ИЛВТ-13-08-04, 1981 г., сумматора 33 и вычитателя 32.

Линии 6, 8 задержки предназначены для совмещения по времени сигналов, подаваемых на входы управляемых фазовращателей 2, 5.

Покажем, что в предлагаемом устройстве осуществляется редукция допплеровского смещения частоты. Без уменьшения общности будем считать, что обрабатывается пачка из нефлуктуирующих импульсов на первой и второй частотах. Разность фаз между входными сигналами первого и второго периодов (межпериодная разность фаз) первой частоты равен и входными сигналами второй частоты равен , где

- допплеровский сдвиг частоты эхо-сигналов на первой несущей частоте;

- допплеровский сдвиг частоты эхо-сигналов на второй несущей частоте;

- первая и вторая несущие частоты;

Из приведенных зависимостей видно, что, например, при скорости цели 1000 км/час предлагаемое устройство имеет выигрыш по сравнению с прототипом 4, 6 дБ.

В качестве базового объекта следует принять устройство редукции допплеровского сдвига частоты эхо-сигналов блока 88КП02 изделия 5Н88. Использование предлагаемого изобретения позволит повысить эффективность защиты от пассивных помех по сравнению с базовым объектом за счет устранения эффекта расширения полосы и искажения формы спектра флуктуации сигналов пассивной помехи на выходе устройства, присущих базовому объекту.

Изменение формы и полосы спектра флуктуации сигналов пассивной помехи на выходе устройства редукции можно оценить по изменению выходного коэффициента корреляции по сравнению со входным.

Для базового объекта коэффициент корреляции выходных сигналов пассивной помехи описывается выражением

где - коэффициент корреляции входных сигналов пассивной помехи;

- эллиптические функции.

Для предлагаемого устройства , что обусловлено наличием усреднения по дальности.

На фиг. 7 приведен выигрыш в эффективности системы защиты от пассивной помехи, выполненной в виде предлагаемого устройства и устройства двукратной череспериодной компенсации в зависимости от по сравнению с аналогичной системой защиты, по выполненной на основе базового объекта. Выигрыш при этом оценивался по увеличению величины коэффициента подавления сигналов пассивной помехи .

Из приведенного графика видно, что выигрыш за счет применения предлагаемого устройства может достигать величины, большей 10 дБ.