ДЕКОДИРОВАНИЕ КОМБИНИРОВАННОГО АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННОГО И ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА

Область техники

Настоящее изобретение относится к кодированию и декодированию объединенного амплитудно-модулированного (AM) и частотно-модулированного (ЧМ) сигнала.

Уровень техники

Система связи представляет собой генерацию, передачу, прием и декодирование информации, которая может быть представлена как последовательность состояниий «0» и состояниий «1»; и является очень важной для общества. В оптических системах связи, использующих лазеры с прямой модуляцией, может возникать чирпинг частоты (frequency chirping). Он представляет собой эффект, вызывающий зависимость оптической длины волны (или частоты) от оптической мощности. Другими словами, длина волны (или частота) состояния «0» будет отличаться от длины волны (или частоты) состояния «1». Чирпинг частоты в системах связи рассматривается как нежелательное и далекое от оптимального явление, поскольку ограничивает расстояние передачи из-за хроматической дисперсии в передающем волокне, что преобразует вызванное чирпингом частотное уширение во временное уширение, которое вызывает перекрытие соседних символов и, следовательно, неправильное декодирование. В результате, модуляция с чирпингом частоты не является предпочтительной в оптических системах связи. Напротив, модуляторы и лазеры выполнены таким образом, что для использования в оптических системах связи чирпинг частоты в достаточной степени подавляется.

Работа без чирпинга требует использования либо лазеров с управляемым чирпингом, либо внешних модуляторов, причем использование обоих вариантов повышает стоимость и увеличивает энергопотребление и нагрев. С другой стороны, использование модуляторов или лазеров с чирпингом частоты снижает стоимость. Следовательно, будет экономически выгодно, если в оптических системах связи будет более допустимо использование модуляторов с чирпингом частоты.

Существуют решения, которые обеспечивают возможность использования модуляторов с чирпингом частоты в оптических системах связи, но они содержат средства для компенсации чирпинга частоты. Требуется, чтобы эти средства, которые являются, например, фильтрами или более сложными аппаратными решениями, были реализованы таким способом, что уширение ширины динамической линии исключалось и, следовательно, не эксплуатировалось.

Отсутствует система связи, которая не только допускает модуляцию с чирпингом частоты, но также имеет преимущество уширения ширины динамической линии, присущее модуляции с чирпингом частоты.

В оптических системах связи существует две известные технологии детектирования:

- Прямое детектирование

- Когерентное детектирование

Прямое детектирование является детектированием только амплитуды, тогда как когерентное детектирование является детектированием как амплитуды, так и фазы. Когерентное детектирование имеет много преимуществ по сравнению с прямым детектированием, включая более высокую чувствительность, чем при прямом детектировании, и, следовательно, является все больше предпочтительным в системах связи дальней досягаемости (базовая сеть), где стоимость приемопередатчика поделена на большое количество пользователей, в противоположность к городским сетям доступа, которые очень чувствительны к стоимости приемопередатчика. Однако, когерентное детектирование требует наличия информации о фазе несущей по мере демодуляции сигнала гетеродином (local oscillator, LO), управляемым цепью фазовой синхронизации, которая служит в качестве абсолютной опорной фазы. Работа с цепью фазовой синхронизации налагает строгие ограничения на сторону системы. Двумя хорошо известными требованиями для цепей фазовой синхронизации являются:

- синхронизация между LO и кодирующим устройством

- узкая ширина линии излучения LO и кодирующего устройства

Если эти требования не удовлетворены, то когерентное детектирование не работает должным образом. Цепь фазовой синхронизации может быть выполнена в оптическом (аналоговом) исполнении или в цифровом исполнении с помощью цифровой обработки сигналов (ЦОС). Независимо от того, как реализована цепь фазовой синхронизации, для работы с дорогостоящими лазерами с узкой шириной оптической линии излучения всегда требуется когерентное детектирование.

На 14-й Европейской конференции по оптической связи (1988 г.) (Публикация конференции №292), на стр. 57-60, том 2, «Эксперимент по гомодинному детектированию фазового разнесения 4-5 Гбит/с» ("4 to 5 Gb/s phase diversity homodyne detection experiment"), Эмура К. и др. раскрыт когерентный оптический приемник для детектирования ASK (Amplitude shift keying, Амплитудная двоичная модуляция) и FSK (Frequency shift keying, Частотная двоичная модуляция) оптических сигналов, причем выпрямление детектированного сигнала выполняют посредством детектирования огибающей.

Аналогичные схемы раскрыты в журнале «Electronics Letters,» 1984, «Новая система детектирования оптического FSK гетеродина с одним фильтром с использованием DFB лазерного диода с прямой модуляцией» ("Novel Optical FSK Heterodyne single filter detection system using a direct modulated DFB-laser diode"), стр. 1022-1023, том 20, №24, Эмура К. и др.; в журнале «IEEE Photonics Technology Letters», 1989, «Новая система детектирования оптического FSK гетеродина с одним фильтром с использованием без использования захвата промежуточной частоты» ("Novel FSK heterodyne single-filter detection system using no IF frequency lock"), стр. 140-141, том 1, №6, Чанг Ю.С. и др., и в ЕР 0145972 А1.

Для будущих оптических систем связи для городских сетей доступа существует потребность в технологии детектирования, которая обеспечивает решение с низкой стоимостью.

Раскрытие изобретения

Для обращения к описанным выше проблемам и потребностям и их решения настоящее изобретение относится к системе связи, использующей и эксплуатирующей чирпинг частоты. В частности, настоящее изобретение относится к системе связи, которая обеспечивает кодирование и декодирование в системе связи, где может быть возможным исключение цепи фазовой синхронизации, и, тем самым, обеспечения недорогие решения для оптических систем связи.

Настоящее изобретение описывает передачу сигналов, использующую комбинированную амплитудную модуляцию (AM) и частотную модуляцию (ЧМ), такую как полученная с помощью лазера с чирпингом частоты, и декодирующую этот комбинированный AM и ЧМ кодированный сигнал, включающую следующие этапы: комбинирование указанного кодированного оптического сигнала со световым излучением от гетеродина, выполненного с обеспечением частоты гетеродина; преобразование комбинированного сигнала гетеродина и кодированного оптического сигнала в один или более электрических сигналов посредством по меньшей мере одного оптоэлектрического преобразователя, имеющего заданную ширину полосы частот, тем самым обеспечивая усиленный и кодированный электрический сигнал, имеющий один или более токов кодированного сигнала, где один тип состояний имеет более высокую частоту колебаний, чем другой тип состояний; выпрямление указанных токов кодированного сигнала, получая тем самым кодированный спектр мощности, причем указанный спектр мощности имеет различные состояния, такие как состояния «0» и состояния «1», с различными уровнями мощности, которые могут быть различены, задают указанную частоту гетеродина посредством положительного сдвига частоты гетеродина от частоты одного из указанных состояний в указанном кодированном оптическом сигнале, и указанный сдвиг частоты гетеродина выбирают в зависимости от указанной ширины полосы частот.

Настоящее изобретение описывает передачу сигналов, включающую этапы кодирования оптического сигнала при помощи амплитудной и частотной модуляции и декодирования указанного комбинированного AM и ЧМ сигнала, причем кодирование и декодирование комбинированного AM и ЧМ сигнала используют два или более уровней. Обычно используют два уровня, такие как состояния «0» и состояния «1», таким образом, что различные состояния разделены по частоте и амплитуде, но системы связи также могут использовать первичный код, содержащий более двух состояний. Это обычно обозначают как "улучшенный формат модуляции", "формат модуляции более высокого порядка" или "многоуровневый формат модуляции". Преимущество заключается в том, что, благодаря использованию больше, чем двух состояний, возможно кодировать больше, чем один бит информации в один символ. В качестве примеров, система, использующая четыре амплитудных уровня, будет выполнена с возможностью кодирования двух битов на символ, система, использующая четыре частотных уровня, будет выполнена с возможностью кодирования двух битов на символ, а система, которая независимо использует четыре амплитудных и четыре частотных уровня, будет выполнена с возможностью кодирования четырех битов на символ. Помимо амплитуды и частоты информация также может быть закодирована по фазе несущей, поляризации несущей, как вариации ширины импульса или как вариации положения импульса.

Настоящее изобретение также обеспечивает детекторную систему для декодирования комбинированного AM и ЧМ кодированного оптического сигнала, содержащего по меньшей мере два различных типа состояний, таких как состояния «0» и состояния «1», содержащую: гетеродин, выполненный с обеспечением частоты гетеродина; соединительное устройство, выполненное с возможностью соединения кодированного оптического сигнала со световым излучением от гетеродина; один или более оптоэлектрических преобразователей, имеющих заданную ширину полосы частот и выполненных с возможностью обеспечения усиленного и кодированного электрического сигнала, имеющего один или более токов кодированного сигнала, где один тип состояний имеет более высокую частоту колебаний, чем другой тип состояний; выпрямитель, выполненный с возможностью выпрямления указанных токов сигнала для обеспечения спектра мощности, причем указанный спектр мощности имеет различные состояния, такие как состояния «0» и состояния «1», с различными уровнями мощности, которые могут быть различены, причем частота гетеродина задана посредством положительного сдвига частоты гетеродина от частоты одного из указанных состояний в указанном кодированном оптическом сигнале, и этот сдвиг частоты гетеродина выбран таким образом, что он зависит от указанной ширины полосы частот.

Дополнительно, указанный детектор может содержать фильтр нижних частот, выполненный с возможностью уменьшения остаточной мощности одного типа состояний относительно другого типа состояния, таких как состояния «0» и состояния «1», так что различные уровни мощности могут быть более легко различены.

Соответственно, настоящее изобретение дополнительно относится к оптической системе связи, содержащей по меньшей мере один передатчик и по меньшей мере один приемник, содержащий раскрытую в настоящем документе детекторную систему.

Краткое описание чертежей

На фиг. 1 показан вариант реализации спектра комбинированного AM и ЧМ сигнала до его комбинации со световым излучением от гетеродина.

На фиг. 2 показан вариант реализации спектра комбинированного AM и ЧМ сигнала до его комбинации со световым излучением от гетеродина, также называемой биением, и после этого.

На фиг. 3 показан вариант реализации уровня сигнала до выпрямления.

На фиг. 4 показан вариант реализации уровня сигнала после выпрямления и фильтрации нижних частот.

На фиг. 5 показаны варианты осуществления однополупериодного и двухполупериодного выпрямления РЧ сигнала.

На фиг. 6 показан вариант осуществления настоящего изобретения.

На фиг. 7 показан пример расстройки гетеродина в соответствии с настоящим изобретением с использованием фотодиода с той же полосой пропускания, что и скорость передачи битов указанной системы (последовательное прямое включение).

На фиг. 8 показан пример расстройки гетеродина в соответствии с настоящим изобретением с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов указанной системы (последовательное прямое включение).

На фиг. 9 показан пример расстройки гетеродина в соответствии с настоящим изобретением с использованием фотодиода с той же полосой пропускания, что и скорость передачи битов указанной системы (100 км волокна SSMF (стандартное одномодовое волокно)).

На фиг. 10 показан пример расстройки гетеродина в соответствии с настоящим изобретением с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов указанной системы (100 км волокна SSMF).

На фиг. 11 показан пример того, как чувствительность приемника при BER (Bit Error Rate, частота появления ошибочных битов) 10е-9 зависит от расстройки LO.

На фиг. 12 показан пример того, как ЧМ сдвиг зависит от двойной амплитуды напряжения сигнала данных, используемого для запуска лазера VCSEL (vertical cavity surface emitting laser, лазер поверхностного излучения с вертикальным объемным резонатором).

На фиг. 13 показан пример того, как AM коэффициент затухания зависит от двойной амплитуды напряжения сигнала данных, используемого для запуска лазера VCSEL.

На фиг. 14 показан пример оптимальной амплитуды запуска и результирующий ЧМ сдвиг при 5 Гбит/с с последовательным прямым включением и после передачи на 100 км через волокно SSMF, как функции полосы пропускания фотодиода.

На фиг. 15 показан пример того, как частота уровня нуля (F0) и уровня единицы (F1) зависит от амплитуды запуска.

На фиг. 16 показан пример того, как оптимальный сдвиг частоты LO от центральной частоты сигнала и F1 изменяется в зависимости от амплитуды запуска для 5 Гбит/с и 7,5 ГГц фотодиода (последовательное прямое включение).

На фиг. 17 показан пример того, как оптимальный сдвиг частоты LO от центральной частоты сигнала и F1 изменяется в зависимости от амплитуды запуска для 5 Гбит/с и 7,5 ГГц фотодиода (100 км волокна SSMF).

На фиг. 18 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов для системы с последовательным прямым включением, 5 Гбит/с.

На фиг. 19 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов для указанной системы с последовательным прямым включением, 5 Гбит/с.

На фиг. 20 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов для системы с 40 км волокна SSMF, 5 Гбит/с.

На фиг. 21 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов для системы с 40 км волокна SSMF, 5 Гбит/с.

На фиг. 22 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов для системы с 80 км волокна SSMF, 5 Гбит/с.

На фиг. 23 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов для системы с 80 км волокна SSMF, 5 Гбит/с.

На фиг. 24 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов для указанной системы с последовательным прямым включением, 10 Гбит/с.

На фиг. 25 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов для указанной системы с последовательным прямым включением, 10 Гбит/с.

На фиг. 26 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов для системы с 40 км волокна SSMF, 10 Гбит/с.

На фиг. 27 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов для системы с 40 км волокна SSMF, 10 Гбит/с.

На фиг. 28 показан пример того, как оптимальный ЧМ сдвиг зависит от полосы пропускания фотодетектора и расстояния передачи для 5 Гбит/с систем.

На фиг. 29 показан пример того, как оптимальный ЧМ сдвиг зависит от полосы пропускания фотодетектора и расстояния передачи для 10 Гбит/с систем.

Осуществление изобретения

Исключенная цепь фазовой синхронизации

Поскольку когерентное детектирование само по себе требует наличия цепи фазовой синхронизации для гетеродина, настоящее изобретение может рассматриваться как отличающееся от когерентного (синхронного) детектирования. Напротив, настоящее изобретение может быть определено как асинхронное детектирование, означающее, что гетеродин может работать без цепи фазовой синхронизации или может работать без синхронизации с сигналом. Поскольку системы когерентного детектирования содержат некоторого вида цепи фазовой синхронизации, либо аналоговые, либо цифровые, настоящее изобретение не требует ни аналоговых, ни цифровых цепей фазовой синхронизации. Одно преимущество настоящего изобретения, таким образом, состоит в возможности исключения потребности в аналоговых/цифровых цепях фазовой синхронизации. В настоящем изобретении цепь фазовой синхронизации может быть исключена благодаря наличию преимущества чирпинга частоты. Настоящее изобретение использует сигнал, который является как амплитудно-, так и частотно-модулированным, таким как полученный с помощью модулятора с чирпингом частоты, и таким образом, что в комбинации с декодированием указанного комбинированного AM и ЧМ сигнала эта особенность может исключать потребность в цепи фазовой синхронизации. ЧМ отвечает за расщепление уровней на различные частоты, тогда как AM отвечает за расщепление уровней на различные мощности. Следовательно, комбинирование AM и ЧМ передачи сигналов предполагает, что кодированному сигналу задается дополнительная информация о различных состояниях, закодированных посредством ЧМ сигнала. Именно комбинация выпрямления и комбинированного AM и ЧМ сигнала может исключать потребность в цепи фазовой синхронизации. В то время как предшествующие убеждения утверждают, что системы связи с чирпингом частоты обеспечивают субоптимальное решение, настоящее изобретение эксплуатирует чирпинг частоты и предоставляет оптимальное решение для систем связи с чирпингом частоты с увеличенными чувствительностью приемника, селективностью длины волны (канала) и улучшенными характеристиками передачи. Таким образом, настоящее изобретение относится к системе связи, которая обеспечивает преимущества когерентного детектирования, т.е. увеличенные чувствительность приемника, селективность длины волны (канала) и улучшенные характеристики передачи. Кроме того, настоящее изобретение относится к системе связи без недостатков когерентного детектирования; настоящее изобретение работает с модуляцией с чирпингом частоты и не требует наличия цепи фазовой синхронизации, ни аналоговой, ни цифровой. Вследствие этого, может быть возможным использование недорогих лазеров с широкой линией излучения, в качестве гетеродина, а также в качестве AM и ЧМ передатчика/кодирующего устройства, тем самым уменьшая полную стоимость, в частности, для будущих оптических систем связи. В качестве примера, настоящее изобретение может предоставлять способ и систему для асинхронного детектирования с использованием лазера поверхностного излучения с вертикальным объемным резонатором (vertical cavity surface emitting laser, VCSEL) в качестве гетеродина (для декодирования) и лазера VCSEL с прямой модуляцией в качестве передатчика или модулятора (для кодирования). Использование гетеродина, работающего без цепи фазовой синхронизации, может обеспечивать возможность способа и системы, где нет потребности в сложном алгоритме или аппаратном обеспечении для реализации цепи фазовой синхронизации.

В одном варианте осуществления возможно использование гетеродина, работающего с цепью фазовой синхронизации. Используя ее таким образом, приемник становится когерентным детектором. Использование гетеродина, работающего с цепью фазовой синхронизации, и комбинированной AM и ЧМ передачи все еще может обеспечивать систему и способ, которые приводят к улучшенному допуску по хроматической дисперсии и улучшенному коэффициенту затухания. Следовательно, работа гетеродина без цепи фазовой синхронизации является не требованием, но, напротив, преимуществом.

Оптоэлектрическое преобразование

В одном варианте осуществления настоящего изобретения этап преобразования оптического сигнала в один или более электрических сигналов обеспечивается посредством по меньшей мере одного оптоэлектрического преобразователя, имеющего заранее заданную ширину полосы частот.

Допустимость ограниченного коэффициента затухания амплитуды

Использование устройств с прямой модуляцией может обеспечивать возможность работы при ограниченном коэффициенте затухания амплитуды на передатчике. Поскольку некоторая часть остаточной мощности в одном состоянии может быть дополнительно уменьшена или устранена посредством фильтрации нижних частот, настоящее изобретение может быть более толерантно к ограниченному коэффициенту затухания амплитуды.

Исключенная компенсация дисперсии

Одним преимуществом настоящего изобретения может являться возможность работы с высокодинамичным чирпингом частоты лазеров с прямой модуляцией. Поскольку вызванное чирпингом спектральное уширение может быть устранено посредством процесса соединения с LO, выпрямления и фильтрации низких частот, благодаря использованию лазеров с чирпингом может быть улучшено достижимое расстояние передачи. Другим преимуществом настоящего изобретения может являться возможность уменьшения спектра, производимого хроматической дисперсией. Таким образом, допуск по хроматической дисперсии может быть улучшен по сравнению со способами прямого детектирования. Другим преимуществом настоящего изобретения может являться возможность исключения потребности в аналоговой/цифровой компенсации дисперсии.

Фильтрация нижних частот

Обычный эффект фильтра нижних частот состоит в удалении пульсаций сигнала, и, следовательно, роль фильтра нижних частот также может состоять в очистке сигнала, как в обычной конфигурации. В некоторых вариантах осуществления фильтр нижних частот в комбинации с комбинированным AM и ЧМ сигналом обеспечивает возможность работы при ограниченном коэффициенте затухания амплитуды, а также возможность работы с высокодинамичным лазеров с чирпингом частоты с прямой модуляцией. Фильтрация нижних частот может применяться цифровым или аналоговым способом.

Пороговое обнаружение

В одном варианте осуществления может потребоваться применение порога для спектра мощности таким образом, что различные состояния, такие как состояния «0» и состояния «1», обнаруживаются автоматически. Таким способом может быть возможным получение информации о кодированных состояниях. Пороговое обнаружение может быть реализовано посредством использования модуля порогового обнаружения, также называемого решающей схемой. Пороговое обнаружение может применяться цифровым или аналоговым способом.

Соединение

Соединительное устройство может являться 3 дБ соединителем, 6 дБ соединителем или 90-градусным гибридным или аналогичным устройством. Для использования возможны различные соединители или гибридные устройства, но 3 дБ соединитель в целом проще, чем 90-градусное гибридное устройство, и, следовательно, 3 дБ соединитель может являться предпочтительным. Указанный один или более оптоэлектрических преобразователей могут являться фотодиодами.

Выпрямление

Выпрямитель является устройством, выполненным с возможностью выполнения выпрямления. Выпрямитель и выпрямление являются частью декодирования. Выпрямление может применяться цифровым или аналоговым способом. Использование выпрямителя может обеспечивать уменьшенные вычислительную сложность и/или аппаратное обеспечение и, соответственно, полную стоимость. Например, выпрямитель может быть использован без аналогового/цифрового (A/D) преобразователя. Одно преимущество настоящего изобретения, таким образом, состоит в возможности исключения потребности в аналоговых/цифровых (A/D) преобразователях. Выпрямление может быть выполнено как однополупериодное выпрямление таким образом, что удаляется либо положительная, либо отрицательная часть сигнала. Однополупериодное выпрямление может быть возможным с помощью окна с нелинейной передаточной функцией. Окно может быть смещено таким образом, что, например, отрицательная часть сигнала будет ниже, чем пороговое значение этого окна. Выпрямление также может быть выполнено как двухполупериодное выпрямление, такое как элемент возведения в квадрат, где все отрицательные значения преобразуются в положительные значения. Как описано, выпрямление может являться возведением в квадрат. Это может быть реализовано в аппаратном или программном обеспечении. В случае программной реализации аналоговый/цифровой преобразователь может быть реализован до обработки в цифровом процессоре сигналов (ЦПС). Альтернатива возведению в квадрат может быть получена посредством преобразования Гилберта для сигнала. Однако, могут быть возможны различные другие решения. Примеры аналоговых выпрямителей содержат логические элементы "исключающее ИЛИ" и диодные мосты. Как логические элементы "исключающее ИЛИ", так и диодные мосты обеспечивают возможность обработки сигнала в реальном времени без ЦПС и, таким образом, могут являться предпочтительными по сравнению с ЦПС.

Чувствительность

Одним преимуществом настоящего изобретения может являться то, что оно обеспечивает улучшение характеристик аналогично когерентному детектированию, способному работать с входным сигналом ниже на 10-15 дБ, чем с прямым детектированием. Эти характеристики могут быть достигнуты благодаря усилению от гетеродина.

Кодирование

В одном варианте осуществления настоящего изобретения сигнал кодируют посредством одного или более синхронных AM и ЧМ устройств, таких как лазер с чирпингом частоты и/или лазер с прямой модуляцией, в частности двухрежимный лазер (dual-mode laser, DML) или VCSEL. Следовательно, передатчик выполнен с возможностью генерации комбинированного AM и ЧМ сигнала посредством одного или более комбинированных AM и ЧМ устройств, таких как лазер с чирпингом частоты, в частности лазер DML или VCSEL. Как лазеры DML, так и лазеры VCSEL, имеют широкую линию излучения и в целом низкую стоимость.

В другом варианте осуществления настоящего изобретения сигнал кодируют посредством одного или более отдельных AM устройств и одного или более отдельных ЧМ устройств, таких как обеспечивающие возможность использования более современных форматов модуляции с большей амплитудой и частотными уровнями. Следовательно, передатчик выполнен с возможностью генерации комбинированного AM и ЧМ сигнала посредством одного или более отдельных AM устройств и посредством одного или более отдельных ЧМ устройств.

Независимо от того, как генерируют комбинированный AM и ЧМ сигнал, частотная модуляция отвечает за преобразование различных состояний в различные частоты, тогда как амплитудная модуляция отвечает за разделение различных состояний по амплитуде, тем самым удобно обеспечивая дополнительную информацию о различных состояниях, тогда как обычные системы этого не содержат.

Различные частоты, т.е. различные состояния, разделены посредством частотного разделения, также называемого ЧМ сдвигом. Таким образом, ЧМ сдвиг задан как частотное разделение между двумя состояниями частотно модулированного (ЧМ) сигнала. В качестве примера, ЧМ сдвиг является разностью между состоянием «0» и состоянием «1» комбинированного АМ-ЧМ сигнала, т.е. оптического сигнала.

В одном варианте осуществления настоящего изобретения частотная модуляция выполнена таким образом, что частотное разделение, т.е. ЧМ сдвиг, между состояниями в оптическом сигнале меньше, чем 15 ГГц, или меньше, чем 14 ГГц, или меньше, чем 13 ГГц, или меньше, чем 12 ГГц, или меньше, чем 11 ГГц, или меньше, чем 10 ГГц.

В другом варианте осуществления настоящего изобретения частотная модуляция выполнена таким образом, что частотное разделение между состояниями в оптическом сигнале зависит от ширины полосы частот оптоэлектрического преобразователя.

В еще одном другом варианте осуществления настоящего изобретения частотная модуляция выполнена таким образом, что частотное разделение между состояниями в оптическом сигнале пропорционально с коэффициентом пропорциональности ширине полосы частот оптоэлектрического преобразователя.

В предпочтительном варианте осуществления настоящего изобретения коэффициент пропорциональности находится между 0,2 и 1,4, например, между 0,4 и 1,2, например, между 0,8 и 1,2, например, между 0,9 и 1,1, например, равен 1.

В некоторых вариантах осуществления настоящего изобретения коэффициент пропорциональности зависит от расстояния передачи.

В других вариантах осуществления настоящего изобретения коэффициент пропорциональности зависит от скорости передачи, заданной скоростью передачи данных, измеряемой в Гбит/с.

Сигнал

В одном варианте осуществления сигнал является оптическим сигналом. В некоторых вариантах осуществления сигнал может являться РЧ сигналом. Кроме того, сигнал может являться сигналом в свободном пространстве или в оптическом волокне. Также сигнал может содержать один или более каналов длин волн.

В наиболее предпочтительном варианте осуществления настоящего изобретения сигнал, например, оптический сигнал, выполнен с коэффициентом AM затухания между 3 дБ и 6 дБ, предпочтительно между 4 дБ и 5 дБ, более предпочтительно приблизительно 4,5 дБ. Использование такой конфигурации, например, может обеспечивать возможность простой настройки системы передачи.

Гетеродин

В одном варианте осуществления гетеродин является неохлаждаемым лазером, таким как лазер DML и/или VCSEL. В то время, как неохлаждаемые лазеры имеют низкую стоимость, дорогостоящий температурно-управляемый лазер также может быть использован в качестве гетеродина. Гетеродин может быть настроен на частоту или длину волны сигнала. Это может быть либо внутриполосная, либо внеполосная конфигурация. Во внутриполосной конфигурации LO настроен на частоту или длину волны в пределах спектра сигнала. Во внеполосной конфигурации LO настроен на частоту или длину волны вне спектра сигнала. Таким способом с использованием гетеродина может быть достигнута селективность длины волны. Использование гетеродина как селектора длины волны предполагает, что настоящее изобретение может быть использовано без фильтров. Однако, каналы длин волн могут быть отфильтрованы посредством одного или более оптических фильтров. Благодаря настройке гетеродина на частоту, где расположен один тип состояния, указанное состояние может быть преобразовано с повышением на частоту, которая может быть ниже, чем другое преобразованное с повышением состояние. Сигнал может быть в целом преобразован с повышением на частоту, которая равна разности мгновенных частот между частотами сигнала и LO. В некоторых вариантах осуществления указанная настройка может быть зависима от системы; в частности, настройка может зависеть от температуры. Таким образом, настройка на данное состояние может содержать настройку LO на частоту или длину волны внутри указанного спектра или вне его.

Гетеродин может быть использован в качестве средства для селективности длины волны, аналогично когерентному детектированию, таким образом, исключая потребность в оптическом волокне до указанного детектора.

В одном варианте осуществления настоящего изобретения гетеродин имеет частоту выше, чем одно из состояний, где указанное одно из состояний является состоянием с наивысшей амплитудой.

В другом варианте осуществления настоящего изобретения сдвиг частоты гетеродина больше, чем ширина полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя.

В еще одном другом варианте осуществления настоящего изобретения сдвиг частоты гетеродина выбирают таким образом, чтобы он был между 1 и 1,5 ширины полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя, наиболее предпочтительно 1,2 ширины полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. Здесь значение термина приблизительно следует понимать как отклонение до 20%.

Обнаружение ошибок

В другом варианте осуществления для проверки системы может быть обспечено преимущество, состоящее в реализации обнаружения ошибок. Обнаружение ошибок может быть реализовано с использованием модуля обнаружения ошибок, такого как измеритель частоты появления ошибочных битов.

Независимость от поляризации

В одном варианте осуществления настоящего изобретения может быть предпочтительным получать независимость от поляризации, например, при реализации в коммерческих системах. Для получения независимости от поляризации существует несколько способов. Один способ может состоять в использовании приемника с поляризационным разнесением, который может содержать расщепление сигнала и светового излучения от гетеродина на две ортогональные поляризации, тем самым получая четыре канала и затем комбинируя эти четыре канала. Другой способ получения независимости от поляризации может состоять в использовании поляризационного скремблирования. Могут быть использованы различные другие способы. Третий способ получения независимости от поляризации может состоять в адаптивной регулировке поляризации, предполагающей выравнивание поляризации сигнала с поляризацией указанного светового излучения. Альтернативно, независимость от поляризации может быть получена посредством выравнивания поляризации указанного светового излучения с поляризацией сигнала. В предпочтительном варианте осуществления это может выполняться автоматически. Например, это может быть достигнуто посредством сканирования и регулировки поляризации LO. Альтернативно, это может быть достигнуто посредством сканирования и автоматической регулировки поляризации сигнала, где сканирование и регулировка могут включать максимизацию комбинированного сигнала. В ручной конфигурации поляризация сигнала или светового излучения может быть поляризована до поляризации светового излучения или сигнала с использованием ручного контроллера поляризации.

Примеры

Пример 1 - спектр до комбинации с LO:

На фиг. 1 показан вариант осуществления спектра комбинированного AM и ЧМ сигнала до его комбинации со световым излучением от гетеродина. Спектр имеет два пика, соответствующих состоянию «0» 0 и "1" - состоянию 1. Состояние «0» 0 отделено от состояния «1» 1 как по частоте, так и по амплитуде. Коэффициент затухания является отношением мощностей между состоянием «0» и состоянием «1».

Пример 2 - спектр после комбинации с LO:

На фиг. 2 показан вариант осуществления спектра комбинированного AM и ЧМ сигнала до его комбинации со световым излучением от гетеродина, также называемой биением, и после этого. Можно видеть, что гетеродин настроен на частоту, где расположено состояние «1» 1. LO настроен близко к состоянию «1» 1, но не точно на него, состояние «1» преобразовано с повышением на частоту, которая ниже, чем преобразованное с повышением состояние «0» 0. Коэффициент затухания является отношением мощностей между состоянием «0» 0 и состоянием «1» 1. Интересно отметить, что после биения сигнала со световым излучением от гетеродина, после чего следует выпрямление сигнала, состояние «0» понижается, тем самым задавая улучшенный коэффициент затухания. Когда сигнал в состояниий «1» 1, амплитуда является высокой, а частота колебаний - низкой. Когда сигнал в состояниий «0» 0, амплитуда является низкой, а частота колебаний - высокой.

Пример 3 - Сигнал до выпрямления:

На фиг. 3 показан вариант осуществления уровня сигнала до выпрямления. Этот сигнал получен с использование 90-градусного гибридного устройства таким образом, что сигнал содержит синфазную и квадратурную составляющую. Синфазная и квадратурная составляющие сигнала сами по себе не дают информацию об указанном сигнале.

Пример 4 - Сигнал после выпрямления:

На фиг. 4 показан вариант осуществления уровня сигнала после выпрямления и фильтрации нижних частот. Этот сигнал получен с использованием 90-градусного гибридного устройства таким образом, что сигнал содержит синфазную и квадратурную составляющую. Синфазную и квадратурную составляющие комбинируют в один сигнал и затем выпрямляют. Выпрямленный сигнал дает информацию об указанном сигнале. Информация относительно состояния «0» и состояния «1» является значимой и может быть определена с использованием порогового обнаружения.

Пример 5 - выпрямление:

На фиг. 5 показаны варианты осуществления однополупериодного и двухполупериодного выпрямления РЧ сигнала. Использование однополупериодного выпрямления предполагает, что половина сигнала уничтожена.

Пример 6 - система:

На фиг. 6 показан вариант осуществления настоящего изобретения. Комбинированный АМ/ЧМ кодированный сигнал 2 вместе со световым излучением от гетеродина 3, комбинируется в соединителе 4 и в двух электрооптических преобразователях 5, которые преобразовывают указанный сигнал в два электрических сигнала и затем передают их дальше в выпрямитель 6, где электрические сигналы декодируются.

Пример 7 - Расстройка гетеродина с использованием фотодиода с той же полосой пропускания, что и скорость передачи битов указанной системы (последовательное прямое включение).

На фиг. 7 показан пример того, как частота появления ошибочных битов (BER, Bit Error Rate) зависит от входной мощности приемника для различных частот гетеродина. Показанный пример смоделирован. В этом примере зависимости показаны для последовательного прямого включения. В этом примере полоса пропускания фотодиода равна 5 ГГц, что равно скорости передачи битов указанной системы (5 Гбит/с). Находят оптимальные значения частоты LO и амплитуды запуска. Амплитуда запуска зафиксирована на этом оптимуме, а частота LO изменяется около своего оптимального значения. Соответственно, например, для данной расстройки может быть найдена чувствительность приемника при BER 10е-9. Этот пример показывает, что оптоэлектрический преобразователь, в данном случае, фотодиод, имеет заранее заданную ширину полосы частот. Таким образом, заранее заданная полоса пропускания фотодиода пропорциональна скорости передачи битов системы, и в этом примере коэффициент пропорциональности равен 1.

Пример 8 - Расстройка гетеродина с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов указанной системы (последовательное прямое включение).

На фиг. 8 показан пример того, как частота появления ошибочных битов (BER, Bit Error Rate) зависит от входной мощности приемника для различных частот гетеродина. Показанный пример смоделирован. В этом примере отношения показаны для последовательного прямого включения. В этом примере полоса пропускания фотодиода равна 7,5 ГГц, что равно 1,5 скорости передачи битов указанной системы (5 Гбит/с). Находят оптимальные значения частоты LO и амплитуды запуска. Амплитуда запуска зафиксирована на этом оптимуме, а частота LO изменяется около своего оптимального значения. Соответственно, например, для данной расстройки может быть найдена чувствительность приемника при BER 10е-9. Этот пример показывает, что оптоэлектрический преобразователь, в данном случае, фотодиод, имеет заранее заданную ширину полосы частот. Таким образом, заранее заданная полоса пропускания фотодиода пропорциональна скорости передачи битов системы, и в этом примере коэффициент пропорциональности равен 1,5.

Пример 9 - Расстройка гетеродина с использованием фотодиода с той же полосой пропускания, что и скорость передачи битов указанной системы (100 км волокна SSMF).

На фиг. 9 показан пример того, как частота появления ошибочных битов (BER, Bit Error Rate) зависит от входной мощности приемника для различных частот гетеродина. Показанный пример смоделирован. В этом примере отношения показаны для последовательного прямого включения. В этом примере полоса пропускания фотодиода равна 5 ГГц, что равно скорости передачи битов указанной системы (5 Гбит/с). Находят оптимальные значения частоты LO и амплитуды запуска. Амплитуда запуска зафиксирована на этом оптимуме, а частота LO изменяется около своего оптимального значения. Соответственно, например, для данной расстройки может быть найдена чувствительность приемника при BER 10е-9. Этот пример показывает, что оптоэлектрический преобразователь, в данном случае, фотодиод, имеет заранее заданную ширину полосы частот. Таким образом, заранее заданная полоса пропускания фотодиода пропорциональна скорости передачи битов системы, и в этом примере коэффициент пропорциональности равен 1.

Пример 10 - Расстройка гетеродина с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов указанной системы (100 км волокна SSMF).

На фиг. 10 показан пример того, как частота появления ошибочных битов (BER, Bit Error Rate) зависит от входной мощности приемника для различных частот гетеродина. Показанный пример смоделирован. В этом примере отношения показаны для последовательного прямого включения. В этом примере полоса пропускания фотодиода равна 7,5 ГГц, что равно 1,5 скорости передачи битов указанной системы (5 Гбит/с). Находят оптимальные значения частоты LO и амплитуды запуска. Амплитуда запуска зафиксирована на этом оптимуме, а частота LO изменяется около своего оптимального значения. Соответственно, например, для данной расстройки может быть найдена чувствительность приемника при BER 10е-9. Этот пример показывает, что оптоэлектрический преобразователь, в данном случае, фотодиод, имеет заранее заданную ширину полосы частот. Таким образом, заранее заданная полоса пропускания фотодиода пропорциональна скорости передачи битов системы, и в этом примере коэффициент пропорциональности равен 1,5.

Пример 11 - ухудшение при расстройке LO:

На фиг. 11 показан пример того, как чувствительность приемника при BER 10е-9 зависит от расстройки LO. Показанный пример смоделирован. В этом примере указанная зависимость основана на данных с фиг. 7-10. Этот пример показывает, что использование фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов указанной системы, улучшает чувствительность приемника. Это улучшение более явно выражено в случае низкой дисперсии (последовательное прямое включение) Таким образом, этот пример показал, что расстройка LO увеличивается посредством увеличения полосы пропускания фотодиода. Кроме того, дисперсия сдвигает расстройку LO от симметрии вокруг указанной оптимальной частоты LO к тому, чтобы быть более толерантной к положительным значениям расстройки, чем к отрицательным. Допуски 1-дБ перечислены в таблице ниже указанного графика.

Пример 12 - Частотная модуляция (ЧМ сдвиг) относительно амплитуды запуска VCSEL.

На фиг. 12 показан пример того, как ЧМ сдвиг зависит от двойной амплитуды напряжения сигнала данных, используемого для запуска лазера VCSEL (лазер поверхностного излучения с вертикальным объемным резонатором). Показанный пример смоделирован. Из графика, показанного на фиг. 12, можно видеть, что между ЧМ сдвигом и амплитудой запуска лазера VCSEL существует линейная зависимость. Обнаружено, что указанная зависимость не зависит от скорости передачи битов.

Пример 13 - AM коэффициент затухания относительно амплитуды запуска VCSEL.

На фиг. 13 показан пример того, как AM коэффициент затухания зависит от двойной амплитуды напряжения сигнала данных, используемого для запуска лазера VCSEL. Показанный пример смоделирован. Из графика, показанного на фиг. 13, можно видеть, что между AM коэффициентом затухания и амплитудой запуска лазера VCSEL существует линейная зависимость. Обнаружено, что указанная зависимость не зависит от скорости передачи битов.

Пример 14 - Оптимальный ЧМ сдвиг относительно полосы пропускания фотодиода:

На фиг. 14 показан пример оптимальной амплитуды запуска и результирующий ЧМ сдвиг при 5 Гбит/с с последовательным прямым включением и после передачи на 100 км волокна SSMF, как функции полосы пропускания фотодиода. Показанный пример смоделирован. Можно видеть, что для низкой дисперсии (последовательное прямое включение) оптимальный ЧМ сдвиг почти равен полосе пропускания. Для высокой дисперсии (100 км волокна SSMF), оптимальный ЧМ сдвиг является почти постоянным с увеличением полосы пропускания фотодиода. Преимуществу высокого ЧМ сдвига противостоит увеличение ухудшения дисперсии из-за увеличенной полосы пропускания оптического сигнала для высокого ЧМ сдвига.

Пример 15 - оптимальный сдвиг частоты LO от частоты 1-уровня:

На фиг. 15 показан пример того, как частота уровня нуля (F0) и уровня единицы (F1) зависит от амплитуды запуска. Показанный пример смоделирован. Частота нормализуется до частоты немодулированного лазера VCSEL, т.е. F0=F1=0. Как F0, так и F1 линейно зависят от амплитуды запуска. F1 перемещается в направлении более высоких частот, a F0 перемещается в направлении более низких частот. Центральная промежуточная частота перемещается незначительно в направлении более низких частот. Это происходит из-за адиабатического чирпинга, вызванного нагревом лазера VCSEL из-за среднеквадратичной мощности сигнала запуска лазера VCSEL. В одном варианте осуществления настоящего изобретения сдвиг центральной частоты исключен благодаря температурно-управляемому лазеру VCSEL.

Пример 16 - оптимальный сдвиг частоты LO от центральной частоты сигнала и F1 (последовательное прямое включение):

На фиг. 16 показан пример того, как оптимальный сдвиг частоты LO от центральной частоты сигнала и F1 изменяется в зависимости от амплитуды запуска для 5 Гбит/с и 7,5 ГГц фотодиода (последовательное прямое включение). Показанный пример смоделирован. Можно видеть, что LO должен быть настроен таким образом, чтобы иметь постоянный сдвиг частоты от F1 независимо от амплитуды запуска и, тем самым, также независимо от ЧМ сдвига.

Пример 17 - оптимальный сдвиг частоты LO от центральной частоты сигнала и F1 (100 км волокна SSMF):

На фиг. 17 показан пример того, как оптимальный сдвиг частоты LO от центральной частоты сигнала и F1 изменяется в зависимости от амплитуды запуска для 5 Гбит/с и 7,5 ГГц фотодиода (100 км волокна SSMF). Показанный пример смоделирован. Можно видеть, что частота LO почти одинакова для всех амплитуд запуска и, следовательно, для всех значений ЧМ сдвига. Другими словами, этот пример показывает случай, противоположный примеру, данному в примере 16. Из этого примера можно видеть, что оптимальная частота LO зависит от дисперсии.

Пример 18 - оптимальный сдвиг частоты LO от F1 как функция от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов (последовательное прямое включение, 5 Гбит/с):

На фиг. 18 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов для системы с последовательным прямым включением. Показанный пример смоделирован. В эти смоделированные результаты также включены результаты для различных зафиксированных AM коэффициентов затухания. Таким образом, в этом примере показано, что частота гетеродина выбрана таким образом, чтобы иметь заранее заданный сдвиг от частоты одного из состояний в кодированном оптическом сигнале, предпочтительно, состояния с наивысшей амплитудой, предпочтительно более высокий, чем указанная частота. Кроме того, показано, что сдвиг зависит от ширины полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере ширина полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя равна 7,5 ГГц, а сдвиг находится в пределах от 7 до 9 ГГц. Таким образом, в этом примере сдвиг частоты выбран таким образом, чтобы находиться между 0,9 и 1,2 ширины полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. Из этого примера можно видеть, что оптимальный сдвиг частоты LO немного изменяется с ЧМ сдвигом. Другими словами, сдвиг частоты немного изменяется в диапазоне между приблизительно 1 и 1,5 ширины полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере показано, что для низкой дисперсии оптимальный сдвиг частоты LO не зависит от AM коэффициента затухания.

Пример 19 - оптимальный сдвиг частоты LO от F1, как функция от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов (последовательное прямое включение, 5 Гбит/с):

На фиг. 19 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов для системы с последовательным прямым включением. Показанный пример смоделирован. В эти смоделированные результаты также включены результаты для различных зафиксированных AM коэффициентов затухания. Таким образом, в этом примере показано, что частота гетеродина выбрана таким образом, чтобы иметь заранее заданный сдвиг от частоты одного из состояний в кодированном оптическом сигнале, предпочтительно, состояния с наивысшей амплитудой, предпочтительно более высокий, чем указанная частота. Кроме того, показано, что сдвиг частоты зависит от ширины полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере полоса пропускания оптоэлектрического преобразователя равна 10 ГГц, а сдвиг частоты находится в пределах 9,5-12,5 Ггц. Таким образом, в этом примере сдвиг частоты выбран таким образом, чтобы находиться между 0,95 и 1,25 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. Из этого примера можно видеть, что оптимальный сдвиг частоты LO немного изменяется с ЧМ сдвигом. Другими словами, сдвиг частоты немного изменяется в диапазоне между приблизительно 1 и 1,5 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере показано, что для низкой дисперсии оптимальный сдвиг частоты LO не зависит от AM коэффициента затухания.

Пример 20 - оптимальный сдвиг частоты LO от F1, как функция от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов (40 км волокна SSMF, 5 Гбит/с):

На фиг. 20 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов для системы с 40 км волокна SSMF. Показанный пример смоделирован. В эти смоделированные результаты также включены результаты для различных зафиксированных AM коэффициентов затухания. Таким образом, в этом примере показано, что частота гетеродина выбрана таким образом, чтобы иметь заранее заданный сдвиг от частоты одного из состояний в кодированном оптическом сигнале, предпочтительно, состояния с наивысшей амплитудой, предпочтительно более высокий, чем указанная частота. Кроме того, показано, что сдвиг частоты зависит от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере полоса пропускания оптоэлектрического преобразователя равна 7,5 ГГц, а сдвиг частоты находится в пределах 7-10 ГГц. Таким образом, в этом примере сдвиг частоты выбран таким образом, чтобы находиться между 0,9 и 1,35 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. Из этого примера можно видеть, что оптимальный сдвиг частоты LO немного изменяется с ЧМ сдвигом. Другими словами, сдвиг частоты немного изменяется в диапазоне между приблизительно 1 и 1,5 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере показано, что для относительно низкой дисперсии оптимальный сдвиг частоты LO не зависит от AM коэффициента затухания.

Пример 21 - оптимальный сдвиг частоты LO от F1 как функция от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов (40 км волокна SSMF, 5 Гбит/с):

На фиг. 21 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов для системы с 40 км волокна SSMF. Показанный пример смоделирован. В эти смоделированные результаты также включены результаты для различных зафиксированных AM коэффициентов затухания. Таким образом, в этом примере показано, что частота гетеродина выбрана таким образом, чтобы иметь заранее заданный сдвиг от частоты одного из состояний в кодированном оптическом сигнале, предпочтительно, состояния с наивысшей амплитудой, предпочтительно более высокий, чем указанная частота. Кроме того, показано, что сдвиг частоты зависит от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере полоса пропускания оптоэлектрического преобразователя равна 10 ГГц, а сдвиг частоты находится в пределах 9-13 ГГц. Таким образом, в этом примере сдвиг частоты выбран таким образом, чтобы находиться между 0,9 и 1,3 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. Из этого примера можно видеть, что оптимальный сдвиг частоты LO немного изменяется с ЧМ сдвигом. Другими словами, сдвиг частоты немного изменяется в диапазоне между приблизительно 1 и 1,5 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере показано, что для относительно низкой дисперсии оптимальный сдвиг частоты LO не зависит от AM коэффициента затухания.

Пример 22 - оптимальный сдвиг частоты LO от F1, как функция от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов (80 км волокна SSMF, 5 Гбит/с):

На фиг. 22 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов для системы с 80 км волокна SSMF. Показанный пример смоделирован. В эти смоделированные результаты также включены результаты для различных зафиксированных AM коэффициентов затухания. Таким образом, в этом примере показано, что частота гетеродина выбрана таким образом, чтобы иметь заранее заданный сдвиг от частоты одного из состояний в кодированном оптическом сигнале, предпочтительно, состояния с наивысшей амплитудой, предпочтительно более высокий, чем указанная частота. Кроме того, показано, что сдвиг частоты зависит от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере полоса пропускания оптоэлектрического преобразователя равна 7,5 ГГц, а сдвиг частоты находится в пределах 5-9 ГГц. Таким образом, в этом примере сдвиг частоты выбран таким образом, чтобы находиться между 0,6 и 1,2 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. Из этого примера можно видеть, что оптимальный сдвиг частоты LO немного изменяется с ЧМ сдвигом. Другими словами, в этом примере сдвиг частоты немного изменяется в диапазоне между приблизительно 0,5 и 1,5 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя.

Пример 23 - оптимальный сдвиг частоты LO от F1, как функция от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов (80 км волокна SSMF, 5 Гбит/с):

На фиг. 23 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов для системы с 80 км волокна SSMF. Показанный пример смоделирован. В эти смоделированные результаты также включены результаты для различных зафиксированных AM коэффициентов затухания. Таким образом, в этом примере показано, что частота гетеродина выбрана таким образом, чтобы иметь заранее заданный сдвиг от частоты одного из состояний в кодированном оптическом сигнале, предпочтительно, состояния с наивысшей амплитудой, предпочтительно более высокий, чем указанная частота. Кроме того, показано, что сдвиг частоты зависит от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере полоса пропускания оптоэлектрического преобразователя равна 10 ГГц, а сдвиг частоты находится в пределах 7-12 ГГц. Таким образом, в этом примере сдвиг частоты выбран таким образом, чтобы находиться между 0,7 и 1,2 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. Из этого примера можно видеть, что оптимальный сдвиг частоты LO немного изменяется с ЧМ сдвигом. Другими словами, в этом примере сдвиг частоты немного изменяется в диапазоне между приблизительно 0,5 и 1,5 от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя.

Пример 24 - оптимальный сдвиг частоты LO от F1, как функция от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов (последовательное прямое включение, 10 Гбит/с):

На фиг. 24 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов для системы с последовательным прямым включением. Показанный пример смоделирован. В эти смоделированные результаты также включены результаты для различных зафиксированных AM коэффициентов затухания. Таким образом, в этом примере показано, что частота гетеродина выбрана таким образом, чтобы иметь заранее заданный сдвиг от частоты одного из состояний в кодированном оптическом сигнале, предпочтительно, состояния с наивысшей амплитудой, предпочтительно более высокий, чем указанная частота. Кроме того, показано, что сдвиг частоты зависит от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере полоса пропускания оптоэлектрического преобразователя равна 15 ГГц, а сдвиг частоты находится в пределах 15-21 ГГц. Таким образом, в этом примере сдвиг частоты выбран таким образом, чтобы находиться между 1 и 1,4 от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. Из этого примера можно видеть, что оптимальный сдвиг частоты LO немного изменяется с ЧМ сдвигом. Другими словами, в этом примере сдвиг частоты немного изменяется в диапазоне между 1 и 1,5 от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя.

Пример 25 - оптимальный сдвиг частоты LO от F1, как функция от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов (последовательное прямое включение, 10 Гбит/с):

На фиг. 25 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов для системы с последовательным прямым включением. Показанный пример смоделирован. В эти смоделированные результаты также включены результаты для различных зафиксированных AM коэффициентов затухания. Таким образом, в этом примере показано, что частота гетеродина выбрана таким образом, чтобы иметь заранее заданный сдвиг от частоты одного из состояний в кодированном оптическом сигнале, предпочтительно, состояния с наивысшей амплитудой, предпочтительно более высокий, чем указанная частота. Кроме того, показано, что сдвиг частоты зависит от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере полоса пропускания оптоэлектрического преобразователя равна 20 ГГц, а сдвиг частоты находится в пределах 18-29 ГГц. Таким образом, в этом примере сдвиг частоты выбран таким образом, чтобы находиться между 0,9 и 1,5 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. Из этого примера можно видеть, что оптимальный сдвиг частоты LO немного изменяется с ЧМ сдвигом. Другими словами, в этом примере сдвиг частоты немного изменяется в диапазоне между приблизительно 1 и 1,5 от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя.

Пример 26 - оптимальный сдвиг частоты LO от F1, как функция от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов (40 км волокна SSMF, 10 Гбит/с):

На фиг. 26 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 1,5 скорости передачи битов для системы с 40 км волокна SSMF. Показанный пример смоделирован. В эти смоделированные результаты также включены результаты для различных зафиксированных AM коэффициентов затухания. Таким образом, в этом примере показано, что частота гетеродина выбрана таким образом, чтобы иметь заранее заданный сдвиг от частоты одного из состояний в кодированном оптическом сигнале, предпочтительно, состояния с наивысшей амплитудой, предпочтительно более высокий, чем указанная частота. Кроме того, показано, что сдвиг частоты зависит от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере полоса пропускания оптоэлектрического преобразователя равна 15 ГГц, а сдвиг частоты находится в пределах 13-21 ГГц. Таким образом, в этом примере сдвиг частоты выбран таким образом, чтобы находиться между приблизительно 0,9 и 1,4 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. Из этого примера можно видеть, что оптимальный сдвиг частоты LO немного изменяется с ЧМ сдвигом. Другими словами, в этом примере сдвиг частоты немного изменяется в диапазоне между приблизительно 1 и 1,5 от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя.

Пример 27 - оптимальный сдвиг частоты LO от F1, как функция от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов (40 км волокна SSMF, 10 Гбит/с):

На фиг. 27 показано, как оптимальный сдвиг частоты LO от F1 зависит от ЧМ сдвига с использованием фотодиода с полосой пропускания, равной 2 скоростям передачи битов для системы с 40 км волокна SSMF. Показанный пример смоделирован. В эти смоделированные результаты также включены результаты для различных зафиксированных AM коэффициентов затухания. Таким образом, в этом примере показано, что частота гетеродина выбрана таким образом, чтобы иметь заранее заданный сдвиг от частоты одного из состояний в кодированном оптическом сигнале, предпочтительно, состояния с наивысшей амплитудой, предпочтительно более высокий, чем указанная частота. Кроме того, показано, что сдвиг частоты зависит от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. В этом примере полоса пропускания оптоэлектрического преобразователя равна 20 ГГц, а сдвиг частоты находится в пределах 22-32 ГГц. Таким образом, в этом примере сдвиг частоты выбран таким образом, чтобы находиться между приблизительно 1,1 и 1,6 полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя. Из этого примера можно видеть, что оптимальный сдвиг частоты LO немного изменяется с ЧМ сдвигом. Другими словами, в этом примере сдвиг частоты немного изменяется в диапазоне между приблизительно 1 и 1,6 от полосы пропускания оптоэлектрического преобразователя.

Пример 28 - оптимальный ЧМ сдвиг, как функция от полосы пропускания фотодетектора и расстояния передачи (5 Гбит/с):

На фиг. 28 показан пример, как оптимальный ЧМ сдвиг зависит от полосы пропускания фотодетектора и расстояния передачи для 5 Гбит/с систем. Из этого примера можно видеть, что частотная модуляция выполнена таким образом, что частотное разделение между состояниями в оптическом сигнале зависит от ширины полосы частот оптоэлектрического преобразователя, в частности, частотная модуляция выполнена таким образом, что частотное разделение между состояниями в оптическом сигнале пропорционально с коэффициентом пропорциональности ширине полосы частот оптоэлектрического преобразователя. Для систем с последовательным прямым включением коэффициент пропорциональности равен приблизительно 1,2, тогда как для систем с 40 км волокна SSMF коэффициент пропорциональности равен приблизительно 1, а для систем с 80 км волокна SSMF коэффициент пропорциональности равен приблизительно 0,8. Таким образом, можно видеть, что дисперсия уменьшает оптимальный ЧМ сдвиг.

Пример 29 - оптимальный ЧМ сдвиг как функция от полосы пропускания фотодетектора и расстояния передачи (10 Гбит/с):

На фиг. 29 показан пример того, как оптимальный ЧМ сдвиг зависит от полосы пропускания фотодетектора и расстояния передачи для 10 Гбит/с систем. Из этого примера можно видеть, что частотная модуляция выполнена таким образом, что частотное разделение между состояниями в оптическом сигнале зависит от ширины полосы частот оптоэлектрического преобразователя, в частности, частотная модуляция выполнена таким образом, что частотное разделение между состояниями в оптическом сигнале пропорционально с коэффициентом пропорциональности ширине полосы частот оптоэлектрического преобразователя. Для систем с последовательным прямым включением коэффициент пропорциональности равен приблизительно 0,8, тогда как для систем с 40 км волокна SSMF коэффициент пропорциональности равен приблизительно 0,4. Таким образом, можно видеть, что дисперсия уменьшает оптимальный ЧМ сдвиг. Кроме того, более высокая полоса пропускания фотодетектора увеличивает оптимальный ЧМ сдвиг.