Результат интеллектуальной деятельности: Устройство для согласования импедансов

Изобретение относится к области радиосвязи и может быть использовано для согласования линии передачи с импедансом (комплексным сопротивлением нагрузки) на одной частоте, а при заданном допуске на отклонение коэффициента отражения от нуля - в полосе частот. Наиболее перспективно применение предложенного технического решения для радиосвязи с мобильными устройствами или связи на радиочастотах, когда размеры антенны гораздо меньше длины волны в свободном пространстве.

Известны стандартные устройства для согласования антенны, обладающей в общем случае комплексным входным сопротивлением, с подводящим фидерным трактом. Применяются четвертьволновые трансформаторы, одношлейфные, двух- и трехшлейфные трансформаторы импедансов, двухшайбовые диэлектрические трансформаторы [1, с. 216]. В отдельных разработках используются устройства типа «стакан», U-колено, возбуждающая щель, компенсатор тока наружной оболочки коаксиальной линии [2, с. 259]. Предложена конструкция трансформатора импедансов, обладающего плавной перестройкой для удобства использования. [3].

Известные трансформаторы импедансов содержат Т-образные соединения линий передачи. Исследования показали, что такие соединения полностью согласовать невозможно [4, с. 149]. Сравнение с экспериментом также дает приближенные значения согласующего эффекта, рассчитанного по матрице рассеяния, элементы которой получены не чисто электродинамическим путем, а с привлечением метода эквивалентных схем [1, с. 168; 5, с. 89].

Основной недостаток перечисленных выше аналогов состоит в невозможности при их использовании согласовать с подводящей линией передачи нагрузку, имеющую произвольное комплексное входное сопротивление.

В последние годы получили распространение согласующие схемы на дискретных элементах, позволяющие использовать возможности вычислительной техники при оптимизации их номиналов. В основном такие схемы используются для мобильных устройств. Последние имеют малогабаритные короткие по сравнению с длиной волны антенны, индикатор принимаемого сигнала и нелинейные элементы для подстройки схемы управляющим сигналом. Такие технические решения последних лет приведены ниже.

Согласующая схема для адаптивного согласования импеданса в радиоустройствах [6] включает набор согласующих элементов, автоматически включаемых в схему для получения максимальной мощности принятого сигнала по индикатору. Необходимость такой подстройки диктуется изменением входного сопротивления антенны в зависимости от положения мобильного устройства. Это устройство может быть в руке пользователя, в кармане и т.п. При работе радиоустройства на двух несущих частотах имеется два набора согласующих элементов.

Известны способы согласования комплексных сопротивлений и устройства для его реализации [7, 8]. Согласующие устройства выполняются из реактивных и резистивных сосредоточенных элементов, и введен нелинейный элемент для обеспечения перестраиваемого по частоте согласования. Номиналы элементов определяются расчетным путем из системы уравнений, отражающей условия полного согласования на нескольких частотах рабочей полосы частот.

В устройстве оперативной калибровки для согласования антенны в системе радиоприема [9] предусмотрены элементы согласующей цепи, которые отрегулированы, чтобы соответствовать входному импедансу антенны.

Недостаток согласующих устройств в виде набора дискретных элементов идентичен отмеченному выше - невозможно при их использовании согласовать с подводящей линией передачи нагрузку, имеющую произвольное комплексное входное сопротивление. Можно отметить еще один недостаток, заключающийся в использовании в наборе дискретных элементов резисторов. Последние могут способствовать уменьшению отражений от согласующего устройства, но не могут обеспечить полной передачи мощности сигнала в нагрузку. Это следует из закона сохранения энергии. В [7, 8] коэффициент отражения от входа согласующего устройства определяется по элементу S₁₁ матрицы рассеяния, который таковым не является. По этой причине возникают сомнения в корректности оптимизации номиналов набора дискретных элементов.

В качестве прототипа выбрано устройство согласования, описанное в [1, с. 223], в котором используются Т-образные соединения двух линий передачи, образующих тройник. К входному плечу тройника 1 подключается источник сигнала 5, другое плечо подключено к входному плечу тройника 2. К выходному плечу этого тройника подключается согласуемая нагрузка Ζ_H. Остальные плечи тройников нагружены отрезками линий с подвижными короткозамыкателями 3 и 4. Для согласования достаточно определить размеры L₁ и L₂. Раньше это делалось по круговой диаграмме, сейчас проще воспользоваться несложной программой.

В [1] отмечены и недостатки прототипа - невозможность согласования при любых значениях входного импеданса нагрузки. На круговой диаграмме имеется «недосягаемая зона» для некоторых значений этого импеданса. Остаются значимыми и недостатки, отмеченные выше для Т-образных соединений.

Техническим результатом заявленного изобретения является возможность более полного использования передаваемого по линии сигнала без его отражений или при значительном уменьшении отражений от входного импеданса нагрузки. На фиксированной частоте обеспечивается практически полное согласование нагрузки, имеющей произвольный входной импеданс. Термин «практически» следует понимать в таком аспекте, что на данном этапе разработки подобных устройств не учитывается поглощение электромагнитной энергии в металле или диэлектрике. Имеются в виду стенки полого волновода, наружный экран, центральный проводник и диэлектрик коаксиального кабеля, полоска и диэлектрик микрополосковой или полосковой линии. В пределах некоторых допустимых значений коэффициента отражения вблизи частоты полного согласования образуется рабочая полоса частот.

Указанный технический результат достигается тем, что в устройстве для согласования импедансов, включающем первый и второй тройники, согласно изобретению тройники выполнены в виде самосогласованных тройников, к входу первого тройника подключен источник сигнала, симметричные плечи этого тройника через две линии передачи соединены с симметричными плечами второго тройника, к выходному плечу которого подключена нагрузка, входной импеданс которой надо согласовать с подводящей линией передачи, а в одной из линий передачи имеется фазовращатель.

Кроме того, указанный технический результат достигается тем, что тройники могут быть выполнены в виде отрезка прямоугольного волновода, разделенного на части своей длины тонкой металлической перегородкой, параллельной широкой стенке.

Помимо этого указанный технический результат достигается тем, что тройники могут быть выполнены в виде Y соединения коаксиальных или полосковых линий при волновом сопротивлении одного из плеч, в два раза меньшем волнового сопротивления двух других плеч.

Самосогласованными тройниками называются такие тройниковые соединения линий передачи, которые получаются согласованными по входному плечу при подсоединении к двум другим плечам согласованных нагрузок. Оказалось, что элементы матрицы рассеяния по крайней мере некоторых из таких тройников можно рассчитать строго электродинамически, без обращения к методу эквивалентных схем. Подобный расчет раньше не выполнялся. По этой причине элементы матрицы рассеяния определяются точно, без каких-либо упрощающих предположений. Применение таких тройников для согласования позволяет на практике получать результаты, соответствующие расчетным.

Схема предлагаемого согласующего устройства для линий передачи в виде прямоугольного волновода показана на фиг. 1. Отрезок основного прямоугольного волновода 1 разделен тонкой металлической пластиной 2 на два парциальных волновода. В одном из парциальных волноводов помещен фазовращатель в виде двух пластинок 3, прижатых к узким стенкам. Конструкция фазовращателя может быть иная, например в виде диэлектрической пластины, параллельной узкой стенке волновода. Левый по рисунку конец волновода является входным, к правому подключается согласуемая нагрузка с известным комплексным коэффициентом отражения.

Для расчета согласующего эффекта применен аппарат матрицы рассеяния [10]. На фиг. 1 обозначены комплексные амплитуды волн, распространяющихся вправо P₁, Р_2В, P_2H, P_3B, P_3H, Р₄ и влево L₁, L_2B, L_2H, L_3B, P_3H, L₄. Отсчет амплитуд производится в плоскостях поперечного сечения N₁, N₂, N₃. Расстояния d₁₂, d₂₃, d₃₄ между сечениями кратны длине волны типа H₀₁ в волноводах. Последнее связано с упрощением расчета, но может быть без труда выполнено, если нет жестких ограничений на габариты. Концы пластины 2 должны находиться примерно посередине или чуть ближе к фазовращателю для формирования в плоскостях отсчета основного волновода поля H₀₁ без сильного влияния полей высших типов, возникающих вблизи краев пластины.

При выполнении изложенных выше условий во всех плоскостях отсчета формируется поле только основной волны прямоугольного волновода. Конструкция частей устройства между плоскостями N₁-N₂ и N₃-N₄ представляет собой самосогласованные тройники. Соотношения между амплитудами волн для тройника N₁-N₂ имеют вид:

Аналогичные соотношения можно написать и для тройника N₃-N₄. Строгий электродинамический расчет элементов матрицы рассеяния A_ik пока не нашел отражения в литературе.

Конструкция части устройства между плоскостями N₂-N₃ представляет собой четырехполюсник. В итоге имеем 11 уравнений относительно 12 комплексных амплитуд.

; ; L_2B=e^jϕL_3B P_3H=P_2H;

; ; L_3B=e^jϕL_2B P₄=L₄/K;

; ; L_2H=L_3H.

В этой системе уравнений K имеет смысл комплексного коэффициента отражения от согласуемой нагрузки в плоскости N₄, который считаем известным. Не проведены некоторые сокращения, чтобы выделить численные значения элементов матриц рассеяния. Есть возможность произвольного выбора модуля и фазы подаваемой на вход устройства волны. Поэтому полагаем Р₁=1. Тогда получаем вполне корректную задачу определения 11 неизвестных амплитуд, связанных 11 алгебраическими уравнениями. Опуская математические преобразования, выпишем получающееся решение.

; ;

; ; P_3H=P_2H;

; ; L_3B=е^-jϕL_2B;

P_3B=e^jϕP_2B; P₄=L₄/K; L_3H=L_2H.

Амплитуды волн в отдельных отрезках линий передачи устройства определяются модулем и фазой γ коэффициента отражения в плоскости N₄ и фазой ϕ, вносимой фазовращателем. При полном согласовании , что приводит к уравнению

которое определяет значения фаз ϕ и γ. При фазе коэффициента отражения согласуемой нагрузки ψ, не совпадающей с γ, подключать нагрузку непосредственно к выходу устройства в сечении N₄ нельзя, но ее можно подключить через отрезок линии длиной l, определяемой из условия

,

в котором β - волновое число волны в линии.

На основании полученных результатов расчета алгоритм применения предложенного устройства можно изложить в следующей последовательности.

1. Измеряются (или рассчитываются) модуль и фаза ψ коэффициента отражения согласуемой нагрузки.

2. При известном значении решается комплексное уравнение (1) относительно ϕ и γ.

3. Находится длина l отрезка линии передачи, через который следует подключить согласуемую нагрузку к выходу устройства для согласования импедансов.

либо

По второй формуле длина l определяется при отрицательном значении, полученном по первой формуле.

4. Устанавливается рассчитанное значение сдвига фазы ϕ фазовращателя для волноводного устройства. Для коаксиальных, микрополосковых или полосковых линий рассчитывается длина l₁ дополнительного отрезка линии по формуле

5. Согласуемая нагрузка подключается к устройству через отрезок линии передачи рассчитанной длины l.

После выполнения указанных действий нагрузка согласована на выбранной частоте, а при некотором допуске на отклонение коэффициента отражения от нуля согласование имеет место и в полосе частот. Эта полоса зависит не только от упомянутого допуска, но и от частотной дисперсии входного импеданса нагрузки и волнового сопротивления линии. По этой причине определение полосы согласования представляется более сложным и не является целью изобретения.

Конструкция согласующего устройства и алгоритм его применения не имеют привязки к типу линии передачи и конкретной частоте полного согласования. Все расчеты удается провести в терминах модуля коэффициента отражения, фазовых сдвигов и волновых сопротивлений используемых линий передачи. Поэтому можно привести конструкции предложенного устройства для других линий передачи, которые отличаются от прямоугольного волновода. Важно только, чтобы для используемой линии передачи существовали самосогласованные тройники. Двухпроводная линия не подходит из-за заметного излучения в свободное пространство. Коаксиальное и полосковое устройства показаны на фиг. 2.

Условие самосогласованности коаксиального и полоскового тройников легко получается из непрерывности разности потенциалов между сигнальным проводников и экраном и непрерывности токов в сигнальных проводниках для ТЕМ волны [10, с. 53]. Это условие заключается в том, что волновое сопротивление одного плеча должно быть в 2 раза меньше волнового сопротивления двух других плеч. На фиг. 2 это соотношение качественно отражено толщиной сигнального проводника или полоски. Матрицы рассеяния совпадают с изложенными выше для волноводного согласующего устройства. Отличие от последнего состоит только в конструкции фазовращателя. Для коаксиальных линий (фиг. 2а) удобным представляется дополнительный отрезок коаксиальной линии длиной l₁, который может быть уложен в виде кольца. Для полосковых линий (фиг. 2b) возможно включение дополнительного отрезка полосковой линии. Согласованные повороты полосковой линии имеют срезы, геометрия которых для поворота 90° отработана [11, с. 178].

Расчет предложенного устройства проиллюстрирован ниже на примере согласования несимметричного вибратора длиной 1/10 длины волны в свободном пространстве, параметры которого взяты из [2, с. 267]. Входной импеданс, рассчитанный по методу Стреттона и Чу, равен 5-i150 Ом, коэффициент отражения для тракта 75 Ом равен 0.585-i0.778. Без согласования отражается доля мощности 0,948. Надо подставить модуль коэффициента отражения 0.974 в уравнение 1 и найти вещественные значения ϕ и γ. Получим ϕ=2.91 и γ=3.37. По мнению автора, наиболее просто это можно сделать численно. Попытки аналитического решения этого комплексного уравнения приводят к необходимости отделять комплексные корни, которые соответствуют либо трактам с активными потерями, либо трактам с активной средой. Длины линий l и l₁ определяются по формулам (2) и (3). Для коаксиальной линии

где с - скорость света в свободном пространстве, f - частота сигнала, а ε - относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика на этой частоте. Для частоты 1 Ггц и ε=3 будем иметь l=59 мм и l₁=80 мм. Размеры согласующего устройства определяются длиной волны в коаксиальной линии 2π/β=173 мм, которая дает расстояние между плоскостями отсчета амплитуд полей. Для микрополосковой или полосковой линий ε в формуле (4) имеет смысл эффективного значения диэлектрической проницаемости диэлектрика.

Физический механизм эффекта согласования поясняется фиг. 3, на которой показано изменение интенсивности волн в зависимости от вариации фазы ϕ для приведенного примера. При оптимальной фазе в результате интерференции волн падает до нуля интенсивность отраженной волны от входа, выравниваются интенсивности волн P_2H, L_2H и L_2B, а разность квадратов модулей P_2B и L_2B в точках 1 и 2, определяющая поток энергии через согласующее устройство, обращается в 1. Последнее соответствует полному согласованию. Проходящая в нагрузку мощность определяется проникшим через сечение N₄ полем .

Преимущества предложенного устройства для согласования импедансов по сравнению с известными аналогами состоят в следующем.

1) Возможен точный и несложный расчет конструктивных параметров при известном значении (рассчитанном или измеренном) импеданса согласуемой нагрузки.

2) Проектирование и использование устройства возможны в широком диапазоне частот примерно от 300 Мгц до 30 Ггц при использовании линий передачи соответствующего типа.

3) Использование технологий микроэлектроники позволяет применять устройство на более высоких частотах по сравнению с указанными в п. 2).

4) При отсутствии ограничений на габариты возможно применение устройства на более низких частотах по сравнению с указанными в п. 2).

5) Возможен расчет эффекта повышения интенсивности поля в отдельных линиях устройства по сравнению с полем на входе. Это позволяет проводить оценку предельной подаваемой на вход мощности.

6) Наибольшая интенсивность поля возникает в линии с подключенной нагрузкой (|P₄| на фиг. 3). Это позволяет считать предложенное устройство оптимальным для согласования импеданса нагрузки с подводящей линией при предельных мощностях.

Литература.

1. Лебедев И.В. Техника и приборы СВЧ. Т. 1, М.: Высшая школа, 1970.

2. Айзенберг Г.З. Антенны ультракоротких волн. М.: Гос. Изд-во по вопросам связи и радио, 1967.

3. Долженков А.А., Полянский М.Ю. Согласующее устройство. АС №579670, Н01Р 3|08, 1977.

4. Харвей А.Ф. Техника сверхвысоких частот. Перевод с английского под ред. B.И. Сушкевича. Т. 1. М.: Сов. радио, 1965.

5. Мегла Г. Техника дециметровых волн. Перевод с нем. Сов. радио, М., 1958.

6. НГУЕН Хеин, ЧЖОУ Йи, ПАРПИА Виджай. Согласующая схема для адаптивного согласования импеданса в радиоустройствах. Патент РФ №2497306, H04W 4/00, 2010.

7. Головков Α.Α., Малютина И.А. Способ согласования комплексных сопротивлений и устройство его реализации. Патент РФ №2486667, H03J 3/00, 2013.

8. Головков Α.Α., Малютина И.А. Способ согласования комплексных сопротивлений и устройство его реализации. Патент РФ №2486667, H03J 3/00, 2013.

9. Ali Shirook M., Warden James. Dynamic real-time calibration for antenna matching in a radio frequency receiver system. Publication info: US 2014210686 (A1), H01Q 1/50, 2014.

10. Альтман Дж. Л. Устройства сверхвысоких частот. Перевод с англ. М.: Мир, 1968.

11. Нефедов Е.И., Фиалковский А.Т. Полосковые линии передачи. М.: Наука, 1980.