СПОСОБ ЭКОНОМНОГО ПРЕДСТАВЛЕНИЯ И ПЕРЕДАЧИ БИПОЛЯРНЫХ ДАННЫХ И СИГНАЛОВ

Изобретение относится к телеметрии, технике связи, системам обработки информации и может быть использовано в системах передачи данных и сигналов по каналам связи. Его использование позволяет повысить достоверность передачи информации без введения структурной избыточности в передаваемые сообщения, обнаруживать возникающие при передаче ошибки, как одиночные, так и кратные, повысить эффективность использования ограниченной разрядной сетки представления и обработки данных, а также скорость передачи информации при ограничениях на пропускную способность каналов связи.

Это достигается за счет следующих возможностей, которые появляются при использовании предполагаемого изобретения:

- экономного и более эффективного использования разрядной сетки представления и обработки данных, представленных N- разрядным двоичным кодом, при ограничениях на выбор значений N, определяемых: 1) требуемыми показателями точности представления данных, сообщений, слов-измерений и достоверности их восстановления при приеме в условиях помех; 2) выбранными схемами представления и формирования данных, сообщений, слов-измерений при циклической структуре формирования групповых цифровых сигналов (ГЦС), предполагающими, что число разрядов N должно быть постоянным (N=Const) для упрощения системы синхронизации принимаемых данных, представление которых может быть как однополярным, так и биполярным;

- структурно-алгоритмических преобразований (САП), предполагающих дополнительное безызбыточное или малоизбыточное помехоустойчивое кодирование данных, сообщений и цифровых сигналов, которые осуществляют при формировании информации на передающей стороне (в этом случае САП называют «прямыми» (ПСАП)) и при ее приеме (реализуемые при этом САП называют «обратными» (ОСАП)). При этом для каждого из видов прямого структурно-алгоритмического преобразования (ПСАП), которые можно рассматривать с учетом существующих подходов и как экономное безызбыточное помехоустойчивое кодирование ([1], Семенюк В.В. Экономное кодирование дискретной информации. – СПб.: СПбГИТМО (ТУ), 2001. – 115 с.), и как своеобразную операцию предыскажения данных, слов-измерений и сигналов. Экономное кодирование дискретной информации [1] предполагает одновременное использование способов сжатия данных и их избыточного помехоустойчивого кодирования. Эти две операции присутствуют и в ранее заявленных способах передачи информации с использованием САП, приводящих в итоге к безызбыточному и малоизбыточному помехоустойчивому кодированию информации ([2], патент RU №2434301 С2 «Способ передачи дискретной информации» от 20.11.2011, бюл. №32; [3], патент RU №2586605 С2 «Способ передачи информации и система для его осуществления», опубликованный 17.05.2016 г, бюл. №16; [4], патент RU №2586833 С2 «Способ передачи информации и система для его осуществления», опубликованный 13.06.2016 г., бюл. №17, [5] патент RU №2607639 С2 «Способ определения дальности до объекта с источником излучения сигналов с разными частотами», опубликованный 10.01.2017 г., бюл. №4; [6], патент RU №2609747 С2 «Способ передачи информации», опубликованный 02.02.2017 г, бюл. №4).

Одно из их отличительных особенностей заключается в том, что ПСАП производят над позиционными двоичными кодами, а при приеме используют два вида ОСАП, один из которых условно называют алгоритмом «жесткого», а второй алгоритмом «мягкого» декодирования. Возможность обнаружения и исправления ошибок передачи информации реализуют при использовании алгоритма «мягкого» декодирования. В этом случае, чем больше естественная избыточность передаваемой цифровой информации, появляющаяся в результате использования теоремы В.А. Котельникова о дискретизации контролируемых аналоговых процессов, тем выше корректирующая способность при использовании алгоритма «мягкого» декодирования. Применение универсального алгоритма «жесткого» декодирования позволяет восстановить принимаемую информацию без ухудшения показателей ее достоверности независимо от ее свойств, в том числе и при отсутствии корреляционной зависимости между соседними значениями (Х_j и Х_j+1) передаваемых сообщений и данных, где j=1,2,3,…– счетное множество.

Новые возможности появляются при использовании нетрадиционного представления получаемых и передаваемых сообщений Х их образами-остатками b_i, полученными в результате сравнений по модулю m_i (mod m_i):

Х ≡ b_i (mod m_i), (1)

Представленное аналитическое представление представляет собой сокращенную форму описания основной теоремы арифметики:

Х=m_i l_i+b_i, (2)

где m_i – делитель (модуль), на которое необходимо поделить делимое число х, l_i - неполное частное от деления, b_i – остаток.

Известно, что кодирование данных двоичным кодом имеет преимущества по сравнению с десятичным их представлением. Это связано не только с тем, что двоичное кодирование, предполагающее наличие двух устойчивых состояний, условно определяемых как символ «0» и «1» двоичного кода, наиболее просто может быть реализовано в радиоэлектронных системах. При двоичном кодировании отсутствует необходимость дополнительного представления и передачи модулей сравнения m_i. Если взять значение байтового слова Х=<116>₁₀=m l+b (2^*), то результат его двоичного кодирования – это Х=<01110100>₂. Здесь подстрочные индексы s (<>₁₀ и<>₂) определяют систему счисления – десятичную и двоичную, соответственно. Несложно заметить, что подчеркнутые значения старшего полуслова – это неполное частное l=<0111>₂=<7>₁₀, а младшее полуслово<0100>₂ – это остаток b, полученный от деления Х на модуль сравнения m=2ⁿ=2⁴=16. Следовательно, из передачи исключены данные о модуле сравнения m=16 (2^*), которые изначально присутствовали (2^*).

В исходной посылке теории конечных полей Э.Галуа простейшая система уравнений

Х=m₁ l₁+b₁

Х=m₂ l₂+b₂,(2^**)

заменена системой сравнений:

Х ≡ b₁ (mod m₁)

Х ≡ b₂ (mod m₂).(3)

Но она представляет собой еще более сжатую форму представления значения Х при его кодировании с использованием образов-остатков, поскольку помимо модулей сравнения, например, m₁=2ⁿ - 1 и m₂=2ⁿ+1, где 2n=N – это разрядность представления слов и сообщений двоичным кодом, в канал связи не передают и данные о неполных частных l₁₌7 и l₂₌6. Теория конечных полей Э.Галуа утверждает, что отсутствующие при передаче неполные частные l₁=7 и l₂=6 могут быть восстановлены на основе китайской теоремы об остатках при условии, что общим делителем m₁ и m₂ будет только 1: (m₁, m₂)=1.

Следовательно, используя теорию Э.Галуа можно придти к наиболее сжатой форме представления передаваемой информации.

В настоящее время сжатие данных при их представлении и передачи составляет основу множества новых информационно-измерительных технологий, которые используются для разрешения существующих противоречий в области передачи информации по высокоскоростным радиолиниям (ВРЛ). Однако принципиально новые возможности для их синтеза и реализации появляются при использовании математических методов.

Если при этом представить, что объем передаваемых данных остался неизменным, то эффект синтаксического сжатия данных трансформируется в увеличении минимального кодового расстояния между переданными значениями. В результате этого обеспечивают возможность создания внутренней структуры данных, сообщений и сигналов (S^(внутр)). При таком подходе ранее формируемая структура S, не имеющая делений на составные элементы, включает в себя две составляющие, условно называемые внешняя (S^(внеш)) и внутренняя (S^(внутр)):

S → S^(внеш)+S^(внутр).(4)

Такое представление позволяет более точно определить те внутренние резервы повышения эффективности систем передачи информации, которые не были использованы.

Первое изобретение, в котором используются ПСАП и ОСАП, - это способ дискретной передачи информации ([2]). В нем также в результате структурно-алгоритмических преобразований (САП), предшествующих передаче информации, формируют последовательность слов-измерений или сообщений, называемых «выборками первичных сигналов», которые преобразуют в выборки с меньшей разрядностью представления исходных значений. В результате этого реализуют способ предварительного сжатия передаваемых данных на синтаксическом уровне, поскольку число символов двоичного кода, подлежащих передаче, вдвое меньше их исходного количества. Сформированные выборки с меньшей разрядностью представления исходных значений являются образами-остатками b_i. Основу изобретения [2] составляет замена традиционного позиционного представления слов двоичных N=2n – разрядных слов-измерений Х на их отображение образами-остатками b_i. В соответствии с математической моделью образы-остатки b_i. получают в результате выполнения операций, соответствующих делению Х на определенным образом выбранные модули сравнения m_i. В результате этого обеспечивают выполнение требований тождественного равенства исходного сообщения Х и его образа-остатка b_i, получающего в результате операции, эквивалентной арифметической операции деления Х на модуль сравнения m_i:

Х ≡ b_i (mod m_i). (5)

Во втором способе передачи информации и системе для его осуществления ([3]), на основе эффекта сокращения избыточности данных при замене исходного сообщения Х на значение его образа-остатка b_i, имеющего меньшую разрядность представления, обеспечивают повышение помехоустойчивости передаваемых данных. Математическую основу такого эффекта составляет модель, представленная в виде системы остаточных классов (СОК) (системы сравнений, определяемой формулой (2)):

Х_j ≡ b_1j (mod m₁)

Х_j ≡ b_2j (mod m₂), (6)

где Х_j – j-е слово-измерение (сообщение);

m₁, m₂ – модули сравнения, если n – половина исходной разрядности N=2n (разрядной сетки) представления исходных традиционных слов-измерений, то случай оптимального их выбора представлен значениями m₁=2ⁿ - 1, m₂=2ⁿ+1;

b_1j, b_2j - образы-остатки слова-измерения (сообщения) Х_j, полученные в результате операции деления Х_j на модули сравнения m₁ и m₂, соответственно.

Так, в случае исходного байтового представления слов-измерений (N=2n=8) m₁=2⁴ – 1=15, а m₂=2⁴+1=17. Если N=2n=10, что соответствует случаю 10-тиразрядного представления значений передаваемых слов или сообщений, то m₁=2⁵ – 1=31, а m₂=2⁵+1=33. Сформированные при таком подходе образы-остатки для однозначного их отображения могут иметь n – разрядную позиционную структуру представления, которая вдвое меньше разрядности N исходного сообщения Х_j. Однако некоторое исключение из этого правила составляют результаты кодирования образов-остатков, полученных при сравнении по модулям m₂=2ⁿ+1. При предлагаемом дополнительном кодировании новые сообщения получают в результате замены исходных значений Х_j, j=1,2,3,…. на сообщения С_j, j=1,2,3,…, составленные, например, из значений образов-остатков

C_j <b_1j (mod 15),b_2j (mod 17)>_s, s=2,10. (7)

Подстрочные индексы s (<>₁₀ и<>₂), как это было отмечено ранее, определяют систему счисления – десятичную и двоичную, соответственно.

Например, если первое значение слова-измерения равно: Х₁=<116>₁₀=<01110100>₂ при восьмиразрядном представлении двоичного кода (2n=8), то при модулях сравнения mod 15 и mod 17 результатом дополнительного помехоустойчивого кодирования будет значение C₁ <b₁₁ (mod 15),b₂₁ (mod 17)>_s, s=2,10. В рассматриваемом случае это значение C₁=<10111110>₂=<190>₁₀. Первый подчеркнутый образ-остаток равен: b₁₁=<1011>₂=<11>₁₀, что соответствует результату деления значения 116 на модуль сравнения 15: 116=15 × 7+11. Второй четырехразрядный образ-остаток (n=4) b₂₁=<1110>₂=<14>₁₀, что соответствует результату деления значения 116 на модуль сравнения 17: 116=17 × 6+14.

Таким образом, при традиционном способе передачи информации значению Х_j может быть поставлен в полное соответствие его эквивалент в виде: Х_j=m₁× l₁₊b_1j или в дублирующем его виде: Х_j=m₂× l₂₊b_2j,где m₁, m₂ – модули сравнения, а l₁, l₂ – значения неполных частных, получающихся при делении. При этом дублирование результатов восстановления Х_j, следующее из тождества (4):

Х_j=m₁× l₁₊b_1j=m₂× l₂₊b_2j (8)

составляет основу дополнительного контроля достоверности принятого сообщения Х_j.

При представлении данных их образами-остатками (6) передаче подлежат только значения b_1j и b_2j, при этом информация о m₁, m₂ и о l₁, l₂ из передачи исключается. В этом случае m₁, m₂ могут рассматриваться как ключевые данные, известные пользователю, а l₁, l₂, как данные, которые восстанавливают при приеме на основе принятых значений образов-остатков b_1j и b_2j.

Однако у изобретения [3] есть недостаток, заключающийся в том, что отдельные значения образа-остатка b_2j, полученного в результате сравнению по модулю m₂₌2ⁿ⁺1, не могут быть однозначно идентифицированы. Поэтому, если, например, при N=2n=8 не ввести дополнительной избыточности в виде дополнительного 9 двоичного разряда и ограничиться n=4 при представлении значений b_2i, то окажутся неразличимыми кодовые конструкции<0>₁₀ и<135>₁₀, а также <16>₁₀ и<136>₁₀. Для их различения необходимо ввести еще один дополнительный символ (пятый символ) для представления остатка b_2j по модулю 17, равного и b_2j=<16>₁₀=<10000>₂. Это связано с тем, что для рассмотренного случая байтовых слов (N=2n=8) при 4 двоичных разрядах, отводимых при безызбыточном помехоустойчивом кодировании под представление пропадает b_2j старший двоичный символ в кодовой конструкции b_2j=<16>₁₀=<10000>₂, равный «1».

Это приведет к дополнительно привнесенным ошибкам. Хотя, в итоге, этот недостаток и будет перекрыт достигаемым техническим эффектом, получаемым при приеме за счет обнаружения и исправления ошибок передачи информации в режиме «мягкого» декодирования, однако потенциальные возможности повышения помехоустойчивости данных, искаженных помехами, не будут достигнуты.

Поэтому использование изобретения [3] приводит, фактически, к дополнительному экономному малоизбыточному помехоустойчивому кодированию значений слов в заданной разрядной сетке N+1, с добавлением в качестве дополнительного символа - символа «контроля четности бит», который используется в настоящее время во многих системах передачи информации для контроля достоверности принятых сообщений. При применении изобретения [3] символ «контроля четности бит», используют по новому назначению - его нагружают дополнительной информацией, позволяющей помимо контроля четности бит устранить неоднозначность идентификации двух ситуаций, появляющихся в образах-остатках b_2j, полученных в результате сравнения по модулю m₂=2ⁿ⁺1. При существующий во многих системах передачи информации дополнительный символ предлагается использовать для «контроля четности бит» только кодовой конструкции b_2j. При этом старший двоичный символ в кодовой конструкции b_2j=<16>₁₀=<10000>₂, равный «1» перемещают во вновь формируемый для контроля достоверности приема b_2j символ «контроля четности бит». В результате, как бы получают 5-тиразрядную кодовую конструкцию b_2j=<16>₁₀=<00001>₂. Идентификацию того факта, что был передан остаток b_2j=<16>₁₀, осуществляют на основе нарушения логики формирования символа «контроля четности бит»: четыре двоичных символа «0» предшествуют появлению символа «контроля четности бит», равному «1». Для других кодовых конструкций b_2j полагают, что правило «четности бит» выполняется. Таким образом, обеспечивается возможность контроля достоверности принятых слов или сообщений с использованием модифицированного правила формирования символа «контроля четности бит».

Также один из недостатков дополнительного кодирования информации с использованием алгоритма САП, связанного с представлением результатов дополнительного помехоустойчивого кодирования двумя образами-остатками (формулы 6 и 7):

C_j <b_1j (mod 2ⁿ-1),b_2j (mod 2ⁿ+1)>_s, s=2,10

заключается в том, что не кодируется кодовая конструкция Х_j, состоящая из одних символов «1», например, Х_j=<11111111>₂ для случая байтовых слов (N=2n=8). Этот недостаток устраняют за счет того, что данную кодовую комбинацию двоичных символов, исключают из процесса дополнительного кодирования. Ее добавляют к закодированным данным C_j. В этом случае появление при «жестком» декодировании сообщения в виде С_j=<11111111>₂ предполагает простую его замену на Х_j=<11111111>₂.

В результате такой процедуры малоизбыточного помехоустойчивого кодирования обеспечивают минимальное кодовое расстояние между соседними отсчетами, равное d_min=2ⁿ+1.

При этом в качестве алгоритма «жесткого» декодирования других закодированных значений С_j, отличающихся от С_j=<11111111>₂, используют алгоритм конструктивной теоремы об остатках ([5], патент RU №2607639 С2, Способ определения дальности до объекта с источником излучения сигналов с разными частотами, опубликованный 10.01.2017 г., бюл. №4).

Кроме того, известен способ ([4], патент RU №2586833 С2, опубликованный 13.06.2016 г., бюл. №17). Его использование также приводит к дополнительному экономному безызбыточному помехоустойчивому кодированию значений слов или сообщений в заданной разрядной сетке N=2n. При этом эффект дополнительного экономного безызбыточного помехоустойчивого кодирования значений слов или сообщений достигается за счет использования следующего алгоритма:

С_i ≡ (Х_i × m₂) (mod m₃), (9)

где m₂ – модуль сравнения, равный принятому минимальному кодовому расстоянию, например, d_min=2ⁿ, а m₃ – модуль сравнения, равный 2^N.

Так, для случая восьмиразрядных слов N=2n=8 и m₃=2⁸=256 результаты дополнительного безызбыточного помехоустойчивого кодирования С_i также будут представлять собой байтовые слова, отличающихся друг от друга хотя бы в одном разряде.

В способе [4] алгоритм «жесткого» декодирования имеет следующий вид:

Х_j=, (10)

где С_j ^*=С_j+ε_j.- закодированные на передающей стороне значения j -того результата телеизмерений, содержащие ошибку ε_j.

Способ передачи информации ([6]), выбранный в качестве прототипа заключается в том, что на передающей стороне осуществляют сбор сигналов от источников сообщений, преобразуют их в двоичный код, обеспечивают синхронизацию сформированных слов-измерений, представленных N – разрядным двоичным кодом, и формируют из них уплотненный цифровой групповой сигнал, подлежащий передаче по каналам связи, а на приемной стороне принимают полученную последовательность переданных символов двоичного кода, отличающийся тем, что на передающей стороне кодовую конструкцию сформированных слов-измерений разделяют на составные части, которые переставляют местами с образованием нового сообщения о результатах телеизмерений, с таким же числом разрядов N, как и исходные слова-измерения, но с другим значением минимального кодового расстояния между соседними значениями, полученными в результате первичного кодирования результатов телеизмерений двоичным кодом, расставляют их в уплотненном цифровом групповом телеметрическом сигнале в определенной последовательности по отношению к сигналам синхронизации, в том числе и в той последовательности, в которой должны были бы передаваться исходные слова-измерения, сформированный таким образом цифровой уплотненный групповой телеметрический сигнал подвергают последующей модуляции и передаче, а на приемной стороне из полученной последовательности переданных символов двоичного кода формируют восстановленную последовательность закодированных N - разрядных сообщений и осуществляют параллельное их декодирование с использованием «жесткого» и «мягкого» декодеров, при выполнении операций «мягкого» декодирования обеспечивают обнаружение и исправление ошибок передачи значений телеметрируемых параметров на основе групповых свойств «равноостаточности», выполняемых в выделенных графических фрагментах передаваемого параметра или сигнала, преобразованного в результате перестановки составных частей результатов первичного кодирования значений телеизмерений на передающей стороне, при этом одновременно в режиме «жесткого» декодирования составные части переставляют в обратном порядке с получением исходной последовательности бит первоначально сформированных слов-измерений, в результате чего реализуют универсальный алгоритм восстановления первоначальных результатов телеизмерений без исправления ошибок, в том числе и в условиях отсутствия корреляционных связей между исходными соседними значениями контролируемых телеметрируемых параметров, осуществляют сглаживание или фильтрацию принятых и восстановленных данных и по отношению к вычисленным соседним значениям телеизмерений определяют их разности, которые используют в качестве допусков при выборе наиболее подходящих значений величин, измеренных датчиками телеизмерений, формируемых в результате операций «мягкого» декодирования с учетом реализованных значений минимального кодового расстояния между соседними значениями и разрешенных вследствие этого позиций сформированного на передающей стороне безызбыточного помехоустойчивого кода, производят повторное «жесткое» декодирование данных телеизмерений, скорректированных в результате операций «мягкого» декодирования, сглаженные или отфильтрованные данные при первой операции «жесткого» декодирования сравнивают с синхронными, совпадающими по времени, значениями, полученными в результате второй операции «жесткого» декодирования, результаты сравнения используют для оценивания достигаемого технического эффекта в виде оценок повышения показателей достоверности приема телеметрической информации, а также для сравнения и корректировки значений результатов сглаживания или фильтрации данных телеизмерений, полученных при первом «жестком» декодировании, с результатами, которые наиболее близки к ним, но совпадают с разрешенными позициями помехоустойчивого кода, сформированного в результате структурно-алгоритмических преобразований значений передаваемого параметра или сигнала на передающей стороне, в результате чего реализуют расширенные возможности, используемые для контроля достоверности полученных результатов телеизмерений и информационной поддержки принятия решений.

Также способ-прототип отличается по п.1 тем, что при выполнении операций «мягкого» декодирования, предназначенного для обнаружения и исправления ошибок передачи телеметрической информации находят разрывы, определяющие границы графических фрагментов телеметрируемых параметров, преобразованных на передающей стороне с использованием алгоритмов структурно-алгоритмического преобразования данных телеизмерений на основе перестановки составных частей исходных N – разрядных кодовых конструкций данных телеизмерений, полученных в результате первичного кодирования и представляющих собой значения выборок контролируемого процесса в моменты времени опроса значений телеметрируемых параметров, определяемые в соответствии с теоремой дискретизации В.А.Котельникова, затем, используя признаки идентификации разрывов в виде разностей первого порядка между последующими и предшествующими значениями преобразованного передаваемого параметра или сигнала, определяют те их абсолютные значения, которые попадают в интервал (0,8 – 1) m₁, где m₁ – определенным образом выбранный второй модуль сравнения, равный 2^N, где N – число разрядов двоичного кода, используемого для представления слов-измерений, принятые с ошибками данные телеизмерений, преобразованные на передающей стороне с использованием алгоритмов перестановки составных частей исходных слов-измерений, принадлежность которых к выделенным графическим фрагментам контролируемого передаваемого параметра или сигнала подтверждена при приеме, подвергают делению на первый модуль сравнения m₁, равный 2^k, где k – число разрядов кодовой конструкции составной части исходного слова-измерения, называемой младшей в соответствии с позиционной его структурой при исходном первичном кодировании, в результате чего находят целочисленные остатки от деления, строят гистограмму распределения их значений и в качестве инварианта, проявляющегося в виде группового значения «равноостаточности», выбирают в сформированной статистической выборке, состоящей из остатков, наиболее часто встречающееся значение, при этом все другие значения остатков, не совпадающие со значением найденного инварианта, используют для обнаружения ошибок передачи результатов телеизмерений, которые исправляют путем подстановки вместо них данных, достоверность которых подтверждают тем, что они при делении на второй модуль сравнения m₂ дают значение остатка, равное инварианту, найденному для выделенного графического фрагмента, выбирают среди выделенных преобразованных данных телеизмерений те значения, что принадлежат наиболее близким по абсолютной величине разрешенным позициям, отстоящим друг от друга на величину, равную lm_2, m₂₌d_min, l=1,2,3,.., d_min – минимальное кодовое расстояние, при выполнении условия, что величины различий принятых данных от их номинальных значений, определяемых разрешенными позициями, не выходят за пределы допусков, которые определяют на основе результатов «жесткого» декодирования принятых сигналов и последующего их сглаживания или фильтрации на основе различных способов сглаживания или фильтрации.

Используемое в патенте [6] понятие «мягкое декодирование» при обратных структурно-алгоритмических преобразованиях (ОСАП) является общим для патентов ([2…4]), не имеющим принципиальных различий. Однако оно отличается от аналогичного понятия используемого, например, в [7], Кларк Дж., мл., Кейн Дж. Кодирование с исправлением ошибок в системах цифровой связи: Пер. с англ. – М.: Радио и связь, 1987. – 392 с, приведенного на с.137. В [7], а также в других источниках информации «мягкое декодирование» понимается в узком смысле - в виде двух правил. Одно из них состоит в выборе кодового слова, минимизирующего расстояние от кодового слова до принятой кодовой последовательности той же разрядности. Такой декодер называют декодером максимального правдоподобия. Другое правило состоит в декодировании каждого символа кодового слова с минимизацией средней вероятности ошибки символа. Эти два правила могут предшествовать предлагаемому подходу к задаче «мягкого декодирования». При этом полученные результаты используют в качестве в качестве предварительных. Предлагаемая последующая операция «мягкого декодирования» использует другие математические методы обнаружения и исправления ошибок передачи информации, основанные на использовании конструктивной математической теории конечных полей ([8], Кукушкин С.С. Теория конечных полей и информатика: т.1 «Методы и алгоритмы, классические и нетрадиционные, основанные на использовании конструктивной теоремы об остатках», - М.: МО РФ, 2003 – 284 с.)

Способ-прототип [6] также предполагает использование дополнительного безызбыточного помехоустойчивого кодирования значений сообщений и слов-измерений, которые получают на выходе цифровых датчиков или аналого-цифровых преобразователей (АЦП). При этом основу алгоритма прямого структурно-алгоритмического преобразования (ПСАП) составляет деление слов-измерений и сообщений, представленных на выходе цифровых датчиков или АЦП N-разрядным двоичным кодом, на составные части (сегменты), которые затем переставляют местами с сохранением прежней разрядности слов-измерений и сообщений. При этом число разрядной сетки N, отведенной под представление сообщений и слов-измерений, может быть как четным, например, N=2n (примеры такого представления были рассмотрены ранее), так и нечетным, N=2n+1.

В первом случае, когда N=2n – четное число, примером базового ПСАП, максимизирующее число исправленных ошибок передачи ТМИ при неизменном d_min^(Пер)=2ⁿ (если N=2n=8, то d_min^(Пер)=2⁴⁼16), может быть деление исходных слов-измерений и сообщений, представленных N-разрядным двоичным кодом на старшее (а_2i) и младшее (а_1i) полуслова с сохранением традиционной позиционной системы их представления двоичным кодом с вдвое меньшей разрядностью (n).

Алгоритм кодирования исходных слов-измерений и сообщений, ориентированный на приведенный пример,

Х_j=<<а_2j>₂;<а_1j>_2>2, (11)

предполагает перестановку местами старшего (а_2j) и младшего (а_1j) полуслов:

C_j=<<а_1j>₂;<а_2j>_2>2, (12)

где C_j – результат дополнительного безызбыточного помехоустойчивого кодирования слов-измерений и сообщений Х_j.

Однако в общем случае результатами деления исходной кодовой конструкции слова-измерения или сообщения могут быть не только полуслова, но и другие ее составные части (сегменты). Например, при нечетном N (N=2n+1) возможны следующие два базовых варианта деления:

1) старшая часть (а_2j), состоящая из (n+1) двоичного разряда, и младшая часть (а_1j), представляемая n- разрядным традиционным позиционным двоичным кодом;

2) старшая часть (а_2j), состоящая из n двоичных разрядов, и младшая часть (а_1j), представляемая (n+1) - разрядным традиционным позиционным двоичным кодом.

Также возможны и другие варианты деления исходной двоичной кодовой конструкции на составные части (сегменты).

Различие между рассмотренными выше примерами дополнительного кодирования на основе различной разрядности сегментов будет проявляться в значениях минимального кодового расстояния d_min. Так, например, в первом случае d_min⁽¹⁾=2ⁿ⁺1, а во втором d_min⁽²⁾⁼2ⁿ.

С точки зрения математического описания дополнительного кодирования информации с использованием теории конечных полей младшее полуслово или младший сегмент (а_1j) представляет собой остаток (b_3j) по модулю m₃=2ⁿ (а_1j=b_3j):

Х_j ≡ b_3j (mod m₃), (13)

где индексы b₃ и m₃, равные i=3, выбраны с учетом исходной формулы (2), в которой индекс i=1, соответствует модулю сравнения m₁=2ⁿ - 1, а индекс i=2 - модулю сравнения m₂=2ⁿ+1.

Перестановка полуслов или других сегментов исходной кодовой конструкции слов-измерений или сообщений в условиях, когда минимальное кодовое расстояние d_min увеличено по сравнению традиционной передачей информации, а разрядная сетка для представления результатов дополнительного кодирования осталась прежней N-разрядной, приводит к следующему продолжению математической постановки задачи изобретения - повторному сравнению результатов кодирования C_j по модулю N.

C_j=<<а_1j>₂;<а_2j>_2>2 (mod N). (14)

Таким образом, в предлагаемом способе также использованы две операции сравнения: первая, представленная формулой (13) - по модулю m₃, и вторая, представленная формулой (14) - по модулю N.

Недостаток способа-прототипа заключен в том, что он так же, как и другие способы, представленные патентами [2…4], не ориентирован на данные первичного кодирования слов и сигналов, которые могут принимать как положительные, так и отрицательные значения.

1 Анализ перспективных направлений совершенствования существующих систем передачи данных показывает, что быстро растущие потоки передаваемых данных входят в противоречие с возможностями обеспечения требуемых показателей достоверности получаемой информации. Так, например, при передаче информации с КА дистанционного зондирования Земли (ДЗЗ) в РФ требуемая скорость составляла 100Мбит/с в 2010 году, в настоящее время она повышена до 600 Мбит/с, а к 2020 году она должна составить не менее 2Гбит/с.При этом реальные показатели достоверности в виде вероятности искажения бит определялись следующими значениями: Р_б ≤ 10^-5 (2010 г.) и Р_б ≤ 10^-3 (2016 г.). В то же время для существующих избыточных способов помехоустойчивого кодирования (Рида-Соломона, БЧХ и др.) существует граница их эффективности в виде Р_б ≤ 10^-2. Как показывают проведенные расчеты, требуемая скорость не менее 2Гбит/с может быть достигнута, однако при этом вероятность искажения бит по самым оптимистичным оценкам не может быть меньше значений Р_б=10^-2 – 10^-1. В этой ситуации существующие избыточные способы помехоустойчивого кодирования могут оказаться неэффективными и не оправдать возлагаемых на них надежд ([9], Емельянов Г.А., Шварцман В.О. Передача дискретной информации. М.: Радио и связь, 1982. 240 с.).

Так, например, в существующей практике телеизмерений при летных испытаниях перспективных изделий уже сегодня показатели достоверности характерируются значениями Р_б=10^-1. При этом в пакетной телеметрии искажаются адресные кодовые конструкции, в результате чего не представляется возможным однозначно определить источники информационных сообщений. Показатели достоверности получаемой информации повышали и продолжают повышать за счет использования высокоэффективных антенных систем (ВАС). Однако они дорого стоят и поэтому их парк в РФ стремительно сокращается. Кроме того, у них есть ограничения по скорости перемещений и поэтому они не могут быть использованы при приеме информации с некоторых объектов контроля, например, летящих на малых высотах с большими скоростями.

Поэтому необходимы новые резервы для повышения эффективности систем передачи информации. Одним из таких резервов является разрядная сетка N представления значений сообщения и слов-измерений. Она представляет собой тот ресурс, который может быть использован для повышения показателей эффективности систем передачи данных и результатов телеизмерений. В наиболее распространенной в настоящее время практике телеизмерений используется шкала данных, представленных только положительными значениями. При этом те значения слов или сообщений, которые по своей природе могут принимать как положительные, так и отрицательные значения, например, виброизмерения при телеизмерениях, речевые и акустические сигналы в системах передачи данных, отображаются только положительными числами при смещении положения «0» на половину шкалы телеизмерений Ш (0,5Ш), значения которой заданы выбранной для представления разрядной сеткой N. Однако революция в области системотехники, в результате которой современные образцы бортовой аппаратура (БА) построены на основе ПЛИС, микроконтроллеров и микропроцессоров, существенно расширила возможности бортовой обработки данных, выполняемой с различными целями. Одна из них связана с обеспечением возможности оперативного управления процессами, позволяющими избежать негативного развития обнаруженных в результате телеизмерений нештатных ситуаций. Вторая предполагает использование наиболее эффективной процедуры сжатия полученных данных путем их замены на результаты выполненной бортовой обработки. Такая потребность появляется при разработке высокоскоростных радиоканалов передачи информации для сокращения объемов передаваемых данных.

Таким образом, одна из отличительных особенностей ряда формируемых слов или сообщений заключается в том, что они являются биполярными, представляемыми, как положительными, так и отрицательными значениями. Однако такое представление предполагает использование дополнительного двоичного символа для представления положительных (символ «0») и отрицательных (символ «1») значений.

Один из наиболее распространенных вариантов записи отрицательных чисел в двоичной системе представления данных можно получить, производя вычитание большего по абсолютной величине числа из меньшего, например, числа «1» из числа «0» при двоичной системе счисления.

В результате этого получают, что запись в двоичном коде «…111» представляет число «-1» в десятичной системе счисления. При этом точки стоящие перед двоичными символами «…111» означают повторение ведущего символа, стоящего слева и занимающего старшую позицию до значения N, где N – разрядность слов-измерений. Если продолжить счет в отрицательной области, то кодовая комбинация «…110» будет интерпретирована, как представление десятичного числа «-2». Следующее значение «…101» - это «-3» и т.д.

Если при этом оборвать распространяющийся влево заем при равенстве числа двоичных символов значению разрядной сетки N, то отрицательное число, представленное двоичным кодом нельзя будет отличить от положительного. Поэтому вводят дополнительный двоичный символ «0», который называют знаковым и записывают в сформированной кодовой конструкции слева, в случае, когда число положительное, и символ «1», если оно отрицательное.

Отличительная особенность предлагаемого изобретения заключается в том, чтобы не нарушать принятую и используемую в существующих телеметрических комплексах традиционную систему представления данных только положительными целыми числами (шкала представления Ш_тр=0 – (2²ⁿ -1)), а передавать отрицательные и положительные значения биполярных слов или сообщений двоичным кодом без знакового символа. При этом разделение положительных и отрицательных значений осуществляют путем формирования в положительной области представления данных телеизмерений двух подшкал, условно обозначаемых, как Δ⁺и Δ^- и сдвинутых относительно друг друга на установленное значение ΔН, начало отсчета которого считают снизу от значения «0», и на ΔB, которое отсчитывают сверху от значения «+Ш=2^N».

В первом случае передачу отрицательных значений биполярного ТМП (фиг.1) осуществляют в подшкале:

Δ^-=Y^-₀=Y^- _max – Y^- _min, (15)

а передачу положительных значений биполярного ТМП в подшкале:

Δ⁺=Y⁺₀=Y⁺_max – Y⁺_min. (16)

При приеме данные положительной подшкалы Δ⁺ различают от данных отрицательной подшкалы Δ^- на основе отличий уровней (+ΔН), отсчитываемых при прямом счете от 0 до (+ΔН) и обратном счете от Ш=2^N -1 на величину (+ΔН): (Ш - ΔН). В результате этого за значение, равное 0, принимают величину (+ΔН) при передаче положительных чисел и величину (Ш - ΔН) при передаче отрицательных чисел. Графические иллюстрации, поясняющие отличительные особенности предлагаемого представления, приведены на фиг.1. При этом на фиг.1(А), на котором для большей наглядности биполярный телеметрируемый параметр (ТМП) представлен в виде синусоиды, принимающей значения в диапазоне от А_мин=-400 до А_макс=+400. Для представления использовалась разрядная сетка N представления данных, равная 10 разрядам двоичного кода N=10. В этом случае для повышения точности телеизмерений предельные значения А_мин и А_макс могли быть равными: А_мин=-511, а А_макс=+511. Однако при этом была высокой вероятность выхода реальных значений ТМП за пределы А_мин и…А_макс. Поэтому в реальной практике этот диапазон рассматривают, как потенциально достижимый, а реальные значения выбирают меньшими по абсолютной величине, например, равными А_мин=-400 и А_макс=+400 при том, что потенциальные возможности выделенной для телеизмерений разрядной сетки (N=2n=10) позволяют расширить этот диапазон до значений А_мин=-511, а А_макс=+511.

Сущностные характеристики предлагаемого изобретения заключаются в том, что положительные и отрицательные значения биполярного цифрового сигнала или телеметрируемого параметра (ТМП) представляют в положительных значений шкалы представления данных Ш, значения которой определены используемой разрядной сеткой N: Ш=0…(2^N-1). На фиг.1(Б) приведена иллюстрация такого представления. В этом случае алгоритм прямых структурно-алгоритмических преобразований (ПСАП) первого этапа заключается в следующем.

Отрицательные значения биполярного сигнала или ТМП, в общем случае, суммируют с подставкой, представляющей собой постоянную положительную величину А_макс (Х_j ^-+А_макс) с образованием подшкалы Δ^-, соответствующих отрицательным значениям передаваемых данных (15). Ее отличительная особенность заключается, таким образом, в том, что начало отсчета отрицательных значений смещают относительного предельного верхнего значения шкалы представления данных Ш=2^N.-1 на величину

(-ΔН), абсолютное значение которой находят из соотношения:

ΔН=Ш - А_макс. (17)

Положительные значения биполярного сигнала или ТМП суммируют с подставкой, представляющей собой постоянную положительную величину ΔН (Х_j++ΔН) с образованием подшкалы положительных чисел Δ⁺(16).

В этом случае отсутствует необходимость введения дополнительного знакового двоичного символа «0» для идентификации положительных значений и «1» для определения отрицательных значений контролируемого биполярного параметра или сигнала. В результате этого более экономно используется ресурс повышения эффективности систем передачи информации в виде разрядной сетки, ограниченной числом разрядов двоичного кода N, используемого для представления передаваемых значений. Кроме того, предполагаемый диапазон возможного изменения значений данных А_мин=-400 и А_макс=+400 может быть расширен не менее чем в два раза, в идеале до значений: А_макс ^(р)=Ш - ΔН=1023 -100=+923 и А_мин=-923.

Недостаток такого представления, иллюстрация которого приведена на фиг.1(Б), заключается в недостаточно высокой частоте появления признака 0, разделяющего положительные и отрицательные значения в виде идентифицируемых при неискаженном приеме в виде горизонтальных линий, относящихся к значениям 0 (ΔН для положительной подшкалы Δ⁺и (Ш - ΔН) для отрицательной подшкалы Δ^-), соединяющих точки разрыва принятого контролируемого параметра или сигнала (фиг.1(Б)).

Сущностные характеристики изобретения также заключаются в том, что контролируемый биполярный параметр или сигнал, преобразованный на первом этапе САП и отображаемый в наиболее часто используемой положительной шкале представления данных без введения дополнительного знакового двоичного символа, дополнительно кодируют с использованием помехоустойчивых безыбыточных или малоизбыточных САП, алгоритмы которых приведены в патентах [2 …4]. В результате второго этапа САП, обеспечивающего повышение помехоустойчивости передачи информации, исходный параметр или сигнал (фиг.1(А)) принимает вид, показанный на иллюстрации (фиг.3), а преобразованный на первом этапе САП контролируемый параметр или сигнал (фиг.1(Б)) отображается при графическом представлении в виде, приведенном на фиг.4. Принципиальное отличие параметра или сигнала, представленного на фиг.4, от исходного отображения (фиг.1(Б)) заключается в том, что признаки значения 0, разделяющего положительные и отрицательные значения выражены более четко за счет многократного их отображения при разрывах, появляющихся из-за увеличения минимального кодового расстояния d_min.

Если на фиг.1(Б) на том же временном интервале представления ТМП видны только две точки разрыва, которые воспринимают на приемной стороне как 0, разделяющий положительные и отрицательные значения, то в окончательном виде после второго этапа САП, обеспечивающего повышение помехоустойчивости (фиг.4), таких значений будет 78. В результате этого значение 0 при представлении и передаче биполярных данных выделяют с существенно большей устойчивостью при искажениях помехами.

В результате рассмотренных двух этапов САП, первого, предполагающего сохранение прежней точности представления цифрового ТМП или сигнала при сокращении на один (знаковый) разряд разрядной сетки, отведенной под измерения и передачу биполярных данных, и второго, обеспечивающего защиту информации, в том числе и от помех, обеспечивают достижение комплексного положительного эффекта, заключающегося в том, что при ограниченных ресурсах одновременно повышаются не один, а несколько показателей эффективности системы передачи данных (СПД).

Предложен способ экономного представления и передачи биполярных данных и сигналов, при котором для передачи биполярных данных предполагают использование дополнительного знакового разряда двоичного кода, отличающийся тем, что дополнительный знаковый разряд двоичного кода не вводят, а при представлении контролируемых параметров и сигналов, обладающих внутренней избыточностью, проявляющейся в том, что соседние их значения связаны корреляционной зависимостью, положительные и отрицательные значения отображают в области положительного ряда чисел, представляющих собой выборки, полученные в соответствии с теоремой В.А. Котельникова о частоте дискретизации аналоговых параметров и сигналов, при этом для идентификации на приемной стороне положительные значения контролируемых параметров и сигналов, имеющих выбранный внутренний диапазон предполагаемого изменения (0 – (+А_макс)), где +А_макс - предполагаемое максимальное положительное значение передаваемых параметров и сигналов Y⁺, представленное цифровым кодом, формируют путем суммирования с выбранным значением подставки ΔН, при этом полученная сумма подставки ΔН и заданного диапазона предполагаемого изменения (+А_макс) не должна превышать максимальное значение шкалы представления данных Ш при N - разрядной сетке представления данных, ограниченной числом разрядов двоичного кода, равным N: (ΔН+А_макс) ≤ Ш=2^N, а отрицательные значения передаваемых параметров и сигналов, имеющих выбранный внутренний диапазон предполагаемого изменения (0 – (- А_макс)), где -А_макс - минимальное отрицательное значение передаваемых параметров и сигналов Y^-, представленное цифровым кодом, формируют путем его суммирования с выбранным значением (+А_макс), в результате чего при передаче отрицательных данных за значение, равное 0, принимают число, равное (+А_макс), отстоящее в ряду чисел от значения Ш=2^N-1 на величину (-ΔН): (Ш - ΔН), или на величину (+ΔН) при обратном счете, а значение «-А_макс» представляют N - разрядной двоичной кодовой конструкцией, составленной из одноименных символов «0» двоичного слова или сообщения, подлежащего передаче, в результате чего при передаче положительных данных передаваемого параметра или сигнала за значение, равное 0, принимают число (+ΔН), наиболее часто повторяющееся при разрывах принимаемого параметра или сигнала, обладающего свойствами внутренней избыточности, проявляющейся в виде корреляционной взаимосвязи между соседними значениями, а при передаче отрицательных данных контролируемого параметра или сигнала в качестве 0, разделяющего положительную и отрицательную подшкалы (Δ⁺ и Δ^-) представления данных, принимают значение (Ш - ΔН).

Предлагаемый способ по п.1, отличается также тем, что полученные результаты структурно-алгоритмических преобразований первого этапа подвергают второму этапу структурно-алгоритмических преобразований на основе дополнительного помехоустойчивого безызбыточного или малоизбыточного кодирования, которые используют для повышения достоверности идентификации уровней 0, разделяющих положительную и отрицательную подшкалы (Δ⁺и Δ^-) представления биполярных данных и сигналов.

Кроме того, способ по п.2, отличается тем, что в качестве дополнительного помехустойчивого безызбыточного кодирования данных и сигналов, полученных при экономном их представлении, используют разделение кодовых конструкций сформированных биполярных слов-измерений или сообщений на составные части, которые переставляют местами с образованием нового сообщения о передаваемых данных и сигналах, с таким же числом разрядов N, как и исходные слова-измерения и сообщения, но с другим значением минимального кодового расстояния между соседними значениями, полученными в результате первичного кодирования передаваемых данных и сигналов двоичным кодом, расставляют их в уплотненном цифровом групповом сигнале в определенной последовательности по отношению к сигналам синхронизации, в том числе и в той последовательности, в которой должны были бы передаваться исходные слова-измерения или сообщения, сформированный таким образом цифровой уплотненный групповой сигнал подвергают последующей модуляции и передаче, а на приемной стороне из полученной последовательности переданных символов двоичного кода формируют восстановленную последовательность закодированных N - разрядных слов-измерений или сообщений и осуществляют параллельное их декодирование с использованием «жесткого» и «мягкого» декодеров, при выполнении операций «мягкого» декодирования обеспечивают обнаружение и исправление ошибок передачи значений передаваемых данных на основе групповых свойств «равноостаточности», выполняемых в выделенных графических фрагментах передаваемого параметра или сигнала, преобразованного в результате перестановки составных частей результатов первичного кодирования данных и сигналов на передающей стороне, при этом одновременно в режиме «жесткого» декодирования составные части переставляют в обратном порядке с получением исходной последовательности бит первоначально сформированных слов-измерений или сообщений, в результате чего реализуют универсальный алгоритм восстановления первоначальных данных и сигналов без исправления ошибок, в том числе и в условиях отсутствия корреляционных связей между исходными соседними значениями данных и сигналов, осуществляют сглаживание или фильтрацию принятых и восстановленных данных и сигналов и по отношению к вычисленным соседним значениям данных и сигналов определяют их разности, которые используют в качестве допусков при выборе наиболее подходящих значений величин данных и сигналов, формируемых в результате операций «мягкого» декодирования с учетом реализованных значений минимального кодового расстояния между соседними значениями и разрешенных вследствие этого позиций сформированного на передающей стороне безызбыточного помехоустойчивого кода, производят повторное «жесткое» декодирование данных и сигналов, скорректированных в результате операций «мягкого» декодирования, сглаженные или отфильтрованные данные при первой операции «жесткого» декодирования сравнивают с синхронными, совпадающими по времени, значениями, полученными в результате второй операции «жесткого» декодирования, результаты сравнения используют для оценивания достигаемого технического эффекта в виде оценок повышения показателей достоверности приема переданной информации, а также для сравнения и корректировки значений результатов сглаживания или фильтрации данных и сигналов, полученных при первом «жестком» декодировании, с результатами, которые наиболее близки к ним, но совпадают с разрешенными позициями помехоустойчивого кода, сформированного в результате структурно-алгоритмических преобразований значений передаваемых данных или сигналов на передающей стороне, в результате чего реализуют расширенные возможности, используемые для контроля достоверности полученных данных и сигналов и информационной поддержки принятия решений.

Предлагаемый способ по п.3 отличается также тем, что при выполнении операций «мягкого» декодирования, предназначенного для обнаружения и исправления ошибок передачи данных и сигналов находят разрывы, определяющие границы графических фрагментов передаваемых данных и сигналов, преобразованных на передающей стороне с использованием алгоритмов структурно-алгоритмического преобразования данных и сигналов на основе перестановки их исходных составных частей N – разрядных кодовых конструкций, полученных в результате первичного кодирования и представляющих собой значения выборок контролируемых параметров и сигналов в моменты времени опроса значений передаваемых данных и сигналов, определяемые в соответствии с теоремой дискретизации В.А.Котельникова, затем, используя признаки идентификации разрывов в виде разностей первого порядка между последующими и предшествующими значениями преобразованного передаваемого параметра или сигнала, определяют те их абсолютные значения, которые попадают в интервал (0,8 – 1) m₁, где m₁ – определенным образом выбранный второй модуль сравнения, равный 2^N, где N – число разрядов двоичного кода, используемого для представления слов-измерений и сообщений, принятые с ошибками данные и сигналы, преобразованные на передающей стороне с использованием алгоритмов перестановки составных частей исходных слов-измерений и сообщений, принадлежность которых к выделенным графическим фрагментам передаваемого параметра или сигнала подтверждена при приеме, подвергают делению на первый модуль сравнения m₁, равный 2^k, где k – число разрядов кодовой конструкции составной части исходного слова-измерения или сообщения, называемой младшей в соответствии с позиционной его структурой при исходном первичном кодировании, в результате чего находят целочисленные остатки от деления, строят гистограмму распределения их значений и в качестве инварианта, проявляющегося в виде группового значения «равноостаточности», выбирают в сформированной статистической выборке, состоящей из остатков, наиболее часто встречающееся значение, при этом все другие значения остатков, не совпадающие со значением найденного инварианта, используют для обнаружения ошибок передачи данных или сигналов, которые исправляют путем подстановки вместо них данных, достоверность которых подтверждают тем, что они при делении на второй модуль сравнения m₂ дают значение остатка, равное инварианту, найденному для выделенного графического фрагмента, выбирают среди выделенных преобразованных данных те значения, что принадлежат наиболее близким по абсолютной величине разрешенным позициям, отстоящим друг от друга на величину, равную lm_2, m₂₌d_min, l=1,2,3,.., d_min – минимальное кодовое расстояние, при выполнении условия, что величины различий принятых данных от их номинальных значений, определяемых разрешенными позициями, не выходят за пределы допусков, которые определяют на основе результатов «жесткого» декодирования принятых данных и сигналов и последующего их сглаживания или фильтрации на основе различных способов сглаживания или фильтрации.

При представлении цифровых данных их образами-остатками [3], а также другими частями или кодовыми сегментами [4], получающимися в результате деления исходных данных, слов и сообщений, их рассматривают при приеме в качестве независимых информационных элементов малой разрядности, представляющих собой своеобразные «кирпичики», из которых могут быть получены новые формы представления полученной и обрабатываемой информации.

Другая составляющая эффективности систем передачи данных (СПД) – это точность и разрешающая способность цифрового параметра или сигнала, задаваемая рабочим диапазоном (А_мин…А_макс) представления чисел, который ограничен длиной N разрядной сетки. Существующая практика свидетельствует о том, что, если ненулевые цифры числа A в процессе измерений или выполнения операций при бортовой обработке данных выходят за пределы (А_мин…А_макс), то они теряются, что может привести к искажению результатов.

Так, если в процессе выполнения операции появляется число A>А_макс, то происходит переполнение формата сетки (ошибка переполнения). Этот эффект в телеметрии получил название «зашкаливание» значений передаваемого параметра или сигнала (ТМП).

Когда появляется число A<А_мин, то наблюдается антипереполнение, сопровождающееся появлением ошибки потери значности кода, при которой, в частности, ненулевое число может превратиться в машинный нуль. В телеметрии этот эффект проявляется в виде «нулевых» значений ТМП, в то время, как на самом деле они отличаются от нуля. В этом случае говорят о недостаточной разрешающей способности полученного ТМП из-за того, что малые его изменения не видны даже тогда, когда отсутствует шум или искажения, вызванные действием помех.

Погрешности представления и погрешности операций над числами ограниченной точности определяются не только переполнением и антипереполнением машинной разрядной сетки, но и методами округления чисел, реализуемыми в процессе операций и представления их результатов с симметричным или несимметричным округлением. В этом случае дополнительное малоизбыточное кодирование информации, реализованное на основе алгоритма (2) оказывается полезным еще и тем, что реализует представление данных в системе остаточных классов (СОК), преимущество которого заключается в отсутствии необходимости округления результатов вычислений ([10], Акушский И.Я., Юдицкий Д.И. Машинная арифметика в остаточных классах. – М.:Сов.радио, 1968 – 140 с.; [11], Торгашев В.А. Система остаточных классов и надежность ЦВМ – М.:Сов.радио, 1973 – 120 с.).

Поэтому важен не только правильный выбор разрядности N машинной сетки для представления цифровых результатов измерений, выполнения операций над ними и округления промежуточных и конечных результатов. Он также нужен для обеспечения требуемых показателей точности и достоверности результатов измерений.

Таким образом, использование предполагаемого изобретения обеспечит возможность достижения комплексного положительного эффекта, заключающегося не только в обеспечении экономного помехоустойчивого кодирования передаваемых данных и сигналов, но и в возможности существенного упрощения и повышения надежности процессов обработки получаемой информации.

Источники информации

1. Семенюк В.В. Экономное кодирование дискретной информации. – СПб.: СПбГИТМО (ТУ), 2001. – 115 с.

2. Патент RU №2434301 от 20.11.2011, бюл. №32.

3. Патент RU №2586605 С2, опубликованный 17.05.2016 г, бюл. №16.

4. Патент RU №2586833 С2, опубликованный 13.06.2016 г., бюл. №17.

5. Патент RU №2607639 С2, Способ определения дальности до объекта с источником излучения сигналов с разными частотами, опубликованный 10.01.2017 г., бюл. №4.

6. Патент RU №2609747 С2, опубликованный 02.02.2017 г., бюл. №4.

7. Кларк Дж., мл., Кейн Дж. Кодирование с исправлением ошибок в системах цифровой связи: Пер. с англ. – М.: Радио и связь, 1987. – 392 с.

8. Кукушкин С.С.Теория конечных полей и информатика: т.1 «Методы и алгоритмы, классические и нетрадиционные, основанные на использовании конструктивной теоремы об остатках». - М.: МО РФ, 2003 – 284 с.

9. Емельянов Г.А., Шварцман В.О. Передача дискретной информации. - М.: Радио и связь, 1982. 240 с.

10. Акушский И.Я., Юдицкий Д.И. Машинная арифметика в остаточных классах. – М.: Сов. радио, 1968 – 140 с.

11. Торгашев В.А. Система остаточных классов и надежность ЦВМ. – М.: Сов. радио, 1973 – 120 с.