Результат интеллектуальной деятельности: СПОСОБ УЛУЧШЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК НЕЛИНЕЙНОГО РАДИОЛОКАТОРА

Настоящее изобретение относится к области нелинейной радиолокации и может быть использовано при разработке нелинейных радиолокаторов (НРЛ), осуществляющих поиск объектов, имеющих в своем составе нелинейные элементы (НЭ). Отражение от таких объектов поиска происходит на гармониках и комбинационных частотах зондирующего сигнала (ЗС), возникающих при нелинейном преобразовании в элементах, являющихся их составной частью (полупроводниковых элементах электронных средств, контактирующих металлических поверхностях и т.д.). Т.е. при поиске объектов с нелинейными свойствами в качестве полезного принимаемого сигнала выступают продукты преобразования ЗС НЭ. Какие гармоники и комбинационные составляющие появляются в спектре отраженного от объекта поиска сигнала, зависит от индивидуальных свойств НЭ.

Наиболее востребованы НРЛ, работающие не только в режиме индикации наличия объектов поиска, но и измерения их координат, в частности дальности. Все устройства обнаружения отличаются способами получения радиолокационной информации (РЛИ) об объекте поиска, а именно алгоритмической зависимостью и видом используемых ЗС.

Применение в качестве ЗС - импульсных сложных сигналов с последующей оптимальной обработкой отраженного сигнала от объекта поиска на основе оптимального фильтра (ОФ) позволяет измерить дальность до объекта поиска по временному положению максимума сжатого сигнала на выходе обработки [1]. К таким сложным сигналам относятся сигналы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ сигналы), фазомодулированные сигналы (коды Баркера и т.д.) и т.д.

Сигнал на выходе ОФ описывается интегралом свертки между отраженным сигналом от объекта поиска и импульсной характеристикой фильтра, оптимальной ЗС [1, стр. 76]:

где U_отр(t) - сигнал, отраженный от объекта поиска,

h_ОФ(t) - импульсная характеристика (ИХ) ОФ.

Импульсная характеристика ОФ является зеркальным отображением функции, описывающей мгновенные значения ЗС U_зс(t), и для комплексного сигнала имеет вид [1, 77]:

где - несущая частота ЗС,

t₀ - задержка в ОФ,

С - постоянная ОФ,

* - знак комплексно-сопряженной функции, т.е. функции с противоположным знаком мнимой части.

Причем характеристики сигнала на выходе ОФ, такие как разрешающая способность, отношение сигнал/боковик (ОСБ), отношение сигнал/шум (ОСШ) и т.д., влияют не только на точность измерения координат (дальности), но и на способность определения количества объектов поиска, располагаемых в зоне обнаружения. Поэтому улучшение характеристик сигнала на выходе обработки весьма актуально.

Существует запатентованный аналог, основанный на использовании широкополосных ЗС в НРЛ [2]. Способ и устройство нелинейной радиолокации, описанные в нем, предназначены для дистанционного обнаружения и точного измерения координат управляемых взрывных устройств (УВУ), обладающих избирательными свойствами в частотном диапазоне электромагнитных волн. В качестве ЗС используется сложный многодиапазонный широкополосный сигнал, ширина спектра которого перекрывает весь частотный диапазон функционирования УВУ - шумовой сигнал (в частности, белый гауссов шум с ограниченной полосой пропускания ), позволяющий получить на выходе обработки сигнал с узким главным максимумом и большим ОСШ. Прием отраженного сигнала осуществляется на второй гармонике. Дальнейшая обработка по выходу приемника прямого усиления по высокой частоте на основе коррелятора, осуществляющего свертку отраженного сигнала на второй гармонике и опоры, сформированной из ЗС, предварительно подвергнутого нелинейному квадратичному преобразованию, позволяет измерить дальность до объекта поиска по положению максимума на его выходе.

К недостаткам данного изобретения относятся большие размеры приемо-передающих модулей и антенных систем, а также большое количество приемных частотных каналов. А использование в качестве ЗС шумового сигнала с ограниченной широкой полосой пропускания, представляющего собой набор гармонических сигналов с несущими частотами из диапазона разной длительности с разными начальными фазами и амплитудами, заставляет: с одной стороны для организации обработки на основе коррелятора иметь копию ЗС в каждом такте из-за случайного характера начальных фаз шумового сигнала; с другой стороны, для исключения появления паразитных спектральных составляющих в отраженном сигнале, порождаемых приемо-передающими модулями, использовать дополнительные широкополосные фильтры, подавляющие уровень второй гармоники не менее 120 дБ. Это приводит к усложнению аппаратуры передачи и приема и усложнению алгоритмов обработки, а при больших мощностях ЗС - к невозможности реализации устройства.

Поэтому в НРЛ в качестве ЗС нашли применение импульсные сложные сигналы совместно с двухчастотным способом зондирования.

Использование в двухчастотном НРЛ на одной из двух несущих частот сложного сигнала (ЛЧМ сигнала), а на другой - простого сигнала типа радиоимпульс позволяет не только дать заключение о наличии или отсутствии отраженного сигнала от объекта поиска, но и измерить дальность до него, сохраняя все преимущества двухчастотного способа зондирования: возможность принимать и обрабатывать сигнал на комбинационных составляющих [3].

В качестве прототипа выбран данный способ зондирования. Способ зондирования, описанный в статье [3, стр. 93], основан на воздействии на объект поиска, содержащий НЭ, суммы сложного сигнала (ЛЧМ сигнала) с полосой на несущей частоте и радиоимпульса на несущей частоте . Дальнейшая организация оптимальной обработки отраженного сигнала позволяет не только обнаружить объект поиска, но и измерить его дальность по положению максимума сигнала на выходе ОФ. Причем для организации оптимальной обработки в случае ограниченной частоты дискретизации АЦП преобразуют несущую частоту принимаемого колебания до нуля и формируют два вида импульсных характеристик ОФ: сложный сигнал (ЛЧМ сигнал) с нулевой несущей частотой и полосой и , учитывающий квадратичный или кубичный член ВАХ НЭ. Дальнейшее распараллеливание обработки отраженного сигнала на N каналов, число которых определяется ожидаемыми комбинационными составляющими, порождаемыми объектом поиска с нелинейными свойствами, позволяет обнаружить практически любой объект поиска, обладающий нелинейными свойствами, за счет учета результатов по всем рассматриваемым составляющим.

К недостаткам данного способа следует отнести организацию обработки отраженного сигнала только на комбинационных составляющих, т.е. характеристики сигнала на выходе обработки определяются полосой той составляющей, на которой ведется обработка, поэтому в НРЛ увеличивается число каналов обработки без улучшения характеристик обнаружения.

Техническим результатом предлагаемого изобретения является улучшение характеристик сигнала на выходе оптимальной обработки за счет использования в качестве ЗС суммы двух ЛЧМ сигналов на разных несущих частотах и организации обработки отраженного от объекта поиска сигнала на комбинированной составляющей (суммарной комбинационной составляющей совместно со второй гармоникой), а не на комбинационных составляющих или гармониках по отдельности. При условии выбора такого соотношения полосы ЗС и несущих частот и , чтобы суммарная комбинационная составляющая и вторая гармоника перекрывались по уровню - 3 дБ относительно максимального значения более слабой составляющей.

В соответствии с типовой моделью реакция любого НЭ на входное воздействие U(t) с достаточной точностью аппроксимируется степенным полиномом - вольт-амперной характеристикой (ВАХ) [3, стр. 94]:

где U=U₀ - исходное положение рабочей точки на ВАХ в отсутствии сигнала,

- крутизна ВАХ в точке U=U₀,

- первая производная крутизны,

γ и т.д. - вторая и т.д. производные крутизны.

Наличие нелинейных членов в формуле (3) приводит к появлению в выходном сигнале НЭ гармоник и комбинационных составляющих от входного воздействия. Какие гармоники или комбинационные составляющие возникают при воздействии на контур НЭ сигнала передатчика, зависит от типа НЭ и вида входного воздействия.

Входное воздействие U(t) на объект поиска легко описывается формулами приведения [3, стр. 94].

При воздействии на объект поиска, содержащий НЭ, суммы сложного сигнала (ЛЧМ сигнала) с полосой на несущей частоте и радиоимпульса на несущей частоте квадратичный член разложения ВАХ формулы (3) порождает составляющие на частотах [3, стр. 96]:

Тогда при воздействии на объект поиска суммы двух сложных сигналов (ЛЧМ сигналов) на разных несущих частотах и и полосой , согласно формуле (3), квадратичный член разложения ВАХ порождает составляющие на частотах:

Исходя из формул (4) и (5) следует, что отраженный сигнал на разностных и суммарных комбинационных составляющих, на второй гармонике, кроме второй гармоники относительно несущей частоты (формула (4)) и разностной комбинационной составляющей (формула (5)), тоже сложный сигнал (ЛЧМ сигнал) с полосой или .

Выделение тех или иных составляющих определяется индивидуальными особенностями НЭ и является основным фактором при поиске объектов. Далее, применяя корреляционную обработку к отраженному сигналу от объекта поиска на основе ОФ, на выходе получают сигнал, по временному положению максимума которого измеряют дальность до объекта поиска. Причем формирование характеристики ОФ происходит с учетом преобразования спектра зондирующего сигнала объектом поиска, т.е. на той или иной спектральной составляющей, формулы (4) и (5).

Результаты экспериментов показывают, что соотношения между несущими частотами и и полосой , а также, на какой составляющей или гармонике ведется обработка отраженного от объекта поиска сигнала, сказываются на характеристиках сигнала на выходе ОФ. Так, например, при воздействии на объект поиска суммы двух сложных сигналов согласно формуле (5) на всех спектральных составляющих происходит расширение полосы отраженного сигнала до , что приведет к уменьшению элемента разрешения по дальности, для случая воздействия суммы сложного сигнала и радиоимпульса, согласно формуле (4) - не на всех спектральных составляющих.

Более точно напряжение на выходе фильтра сжатия в произвольный момент времени , при поступлении на его вход ЛЧМ сигнала, можно охарактеризовать комплексной амплитудой [4, стр. 348]:

где G(f) - спектральная плотность сигнала, отраженного от объекта поиска,

F_мах - максимальная расстройка по несущей частоте,

- ширина спектра ЗС,

τ_u - длительность ЗС,

которая определяет напряжение на выходе фильтра сжатия в произвольный момент времени с учетом формы сжатых импульсов.

Имеет место пропорциональная зависимость [4, стр. 348]:

т.е. амплитуда выходного напряжения ОФ в функции времени определяется модулем спектральной плотности исследуемого процесса в функции частоты.

Из теории оптимальной фильтрации следует, для уменьшения площади сечения напряжения на выходе ОФ по оси времени исследуемый процесс должен обладать широким и равномерным энергетическим спектром. Т.е. все характеристики сжатого сигнала на выходе ОФ, такие как разрешающая способность, отношение сигнал/боковик (ОСБ), отношение сигнал/шум (ОСШ) и т.д., определяются видом и шириной АЧХ исследуемого процесса. При приближении АЧХ к прямоугольной форме (непрерывная АЧХ) форма сжатого сигнала приближается к виду .

Поэтому для улучшения свойств сжатого сигнала на выходе ОФ обработку отраженного сигнала от нелинейного объекта поиска следует вести на суммарной комбинационной составляющей совместно со второй гармоникой - комбинированной составляющей, а не на комбинационных составляющих или гармониках по отдельности. Это позволит увеличить полосу АЧХ обрабатываемого сигнала на участке комбинированной составляющей, а правильный выбор соотношения несущей частоты и полосы сигнала (НЧ-ПС) - непрерывную АЧХ на участке комбинированной составляющей.

Результаты математического моделирования показывают, что для получения узкого, не искаженного главного максимума сжатого сигнала с наибольшим ОСБ, у комбинированной составляющей АЧХ отраженного сигнала суммарная комбинационная составляющая и вторая гармоника должны перекрываться по уровню - 3 дБ относительно максимального значения более слабой составляющей.

АЧХ и вид сигнала на выходе оптимального обнаружителя согласно формуле (1) при обнаружении отраженного сигнала от объекта поиска, содержащего НЭ, при воздействии на него суммы ЛЧМ сигнала с полосой на несущей частоте и радиоимпульса на несущей частоте , при преобразовании второго порядка, в области комбинированной составляющей, согласно формуле (4), для соотношения НЧ-ПС , показаны на фиг. 1 и фиг. 2 соответственно.

АЧХ и вид сигнала на выходе оптимального обнаружителя согласно формуле (1) при обнаружении отраженного сигнала от объекта поиска, содержащего НЭ, при воздействии на него суммы двух ЛЧМ сигналов на разных несущих частотах и и полосой , при преобразовании второго порядка, в области комбинированной составляющей согласно формуле (5) для соотношения НЧ-ПС , показаны на фиг. 3 и фиг. 4 соответственно.

Согласно фиг. 3 при представлении входного воздействия как суммы двух ЛЧМ сигналов вторая гармоника и суммарная комбинационная составляющая перекрываются на уровне -3 дБ относительно максимального значения более слабой составляющей при другом соотношении НЧ-ПС, а именно . При таком выборе соотношения НЧ-ПС полосу комбинированной составляющей можно получить , согласно формуле (5) комбинированная составляющая занимает частотный интервал .

Для сравнения согласно фиг.1 при представлении входного воздействия как суммы ЛЧМ сигнала и радиоимпульса полоса комбинированной составляющей равна , согласно формуле (4) комбинированная составляющая занимает частотный интервал , для соотношения НЧ-ПС при перекрытии второй гармоники и суммарной комбинационной составляющей по уровню -3 дБ относительно максимального значения более слабой составляющей.

Вид сигнала на выходе оптимальной обработки согласно фиг. 4 при представлении входного воздействия как суммы двух ЛЧМ сигналов при соотношении НЧ-ПС по сравнению с видом сигнала согласно фиг. 2 при представлении входного воздействия как суммы ЛЧМ сигнала и радиоимпульса при соотношении НЧ-ПС показывает улучшение его формы:

- увеличивается ОСБ до 5 дБ,

- уменьшается фон боковых лепестков по дистанции,

- уменьшается элемент разрешения: по уровню 0.7 главного максимума в 2.1 раза, т.е. происходит улучшение разрешающей способности за счет расширения полосы комбинированной составляющей отраженного сигнала.

Таким образом, улучшение формы сжатого сигнала на выходе оптимальной обработки позволит не только обнаруживать слабые отраженные сигналы от объектов поиска на фоне сильного, но и определить количество соседних объектов и измерить их координаты, а также стабилизировать уровень ложных тревог.

На фигуре 5 показана структурная схема оптимального обнаружителя объекта поиска, содержащего НЭ, при преобразовании второго порядка в нем, где в качестве зондирующих сигналов используются два сложных сигнала (ЛЧМ сигнала) на разных несущих частотах и и полосой . Прием отраженного сигнала осуществляется на суммарной комбинационной составляющей совместно со второй гармоникой.

На фигуре 5 обозначено:

1 - блок формирования ИХ ОФ,

2 - блок формирования первого ЛЧМ сигнала на несущей частоте с полосой ,

3 - блок формирования второго ЛЧМ сигнала на несущей частоте с полосой ,

4 - сумматор,

5 - возведение во вторую степень,

6 - первый полосовой фильтр (ПФ1),

7 - блок приемника,

8 - второй полосовой фильтр (ПФ2),

9 - блок комплексного сопряжения,

10 - ОФ.

Согласно структурной схеме, фигура 5, два ЛЧМ сигнала на несущих частотах и и полосой одновременно излучаются в пространство с блоков формирования 2 и 3, где происходит их сложение. С этих же блоков сигналы используются для формирования ИХ ОФ в блоке 1, в котором они суммируются в сумматоре 4, для имитации их сложения в пространстве, далее их сумма возводится во вторую степень в блоке 5, для имитации взаимодействия ЗС с объектом поиска содержащего НЭ при преобразовании второго порядка в нем, далее сигнал поступает на ПФ1 6, выделяющий сигнал на суммарной комбинационной составляющей совместно со второй гармоникой. Сформированная ИХ через блок комплексного сопряжения 9 поступает на один из входов ОФ 10. Одновременно сигнал, отраженный от объекта поиска, содержащий НЭ, поступает в приемник 7, составным элементом которого является ПФ2 8, выделяющий отраженный сигнал на суммарной комбинационной составляющей совместно со второй гармоникой, который далее поступает на другой вход ОФ 10. Вид сигнала на выходе ОФ 10 показан на фигуре 4.

Таким образом, применение в НРЛ в качестве зондирующего сигнала суммы двух сложных сигналов (в частности, суммы двух ЛЧМ сигналов) на разных несущих частотах, при условии что , позволяет увеличить полосу приемного сигнала, не используя широкополосный передатчик, т.е. без усложнения технологичности и увеличения стоимости конструкции, организовав оптимальную обработку принятого сигнала на суммарной комбинационной составляющей совместно со второй гармоникой, можно улучшить тактико-технические характеристики НРЛ, такие как разрешающая способность, отношение сигнал/боковик и стабилизация уровня ложных тревог.

Список литературы

1. Ю.С. Лезин. «Введение в теорию и технику радиотехнических систем». М.: «Радио и связь», 1986.

2. Патент РФ №2474839 «Способ и устройство нелинейной радиолокации», опубл.: 10.02.2013, авторы В. И. Ирхин, С.Н. Матюгин.

3. В.В. Дмитриев, И.Н. Замятина. «Применение сложных сигналов в двухчастотном НРЛ», сборник «Радиотехнологии противодействия террористическим угрозам». М.: «Радиотехника», 2016.

4. Я.Д. Ширман. «Теоретические основы радиолокации». М.: «Советское радио», 1970.