Результат интеллектуальной деятельности: Способ управления матричным преобразователем частоты

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано для управления матричным преобразователем частоты (МПЧ), работающим в составе частотно-регулируемого электропривода.

Известен способ управления матричным преобразователем частоты, при использовании которого формирование выходного напряжения осуществляется с помощью высокочастотной широтно-импульсной модуляции (ШИМ) аналогично автономным инверторам напряжения [1]. Недостатком данного способа является низкий коэффициент передачи напряжения (до 0,866), приводящий к неполному использованию электродвигателя при применении последнего в качестве нагрузки МПЧ.

В этой связи целью изобретения является разработка способа управления МПЧ на основе высокочастотной ШИМ, обеспечивающего коэффициент передачи напряжения более 0,866 при безопасной коммутации двунаправленных ключей.

Для решения указанных задач предлагается:

- использовать в качестве модулирующих сигналов гармонические функции, угловая частота которых совпадает с желаемой угловой частотой выходного напряжения МПЧ;

- при генерации импульсов управления силовыми ключами МПЧ использовать сигналы, длительность которых определяется сравнением значений опорного сигнала со значениями модулирующих гармонических сигналов;

- реализация в алгоритме управления режима перемодуляции выходного напряжения МПЧ.

Силовая часть МПЧ представляет собой силовую матрицу из девяти двунаправленных ключей, установленных в узлах решетки, образованной пересечением трех подключенных к фазам питающей сети А, В, С горизонтальных шин с номерами i=1, 2, 3 (вход) и подключенных к фазам а, b, с нагрузки вертикальных шин с порядковыми номерами j =1,2,3 (выход) [2].

Технический результат изобретения - увеличение коэффициента передачи напряжения матричного преобразователя частоты до 0,95.

Технический результат достигается тем, что в способе управления матричным преобразователем частоты, выполненным в виде матрицы с установленными в узлах девятью двунаправленными полупроводниковыми ключами, обладающими двухсторонней проводимостью тока, состоящем в том, что с помощью широтно-импульсного модулятора формируются импульсы управления двунаправленными ключами, модулированные по ширине путем сравнения периодически изменяющегося опорного сигнала тактовой частоты и девяти модулирующих гармонических сигналов, изменяющихся во времени с угловой частотой, равной желаемой угловой частоте выходного напряжения и рассчитанных таким образом, чтобы при любой заданной выходной частоте матричного преобразователя частоты в нагрузке отсутствовала постоянная составляющая напряжения и субгармоники, кратные частоте напряжения питающей сети, при этом реализована возможность организации режима линейной модуляции и перемодуляции выходного напряжения преобразователя, в которых мгновенные значения модулирующих сигналов формируются согласно зависимости

,

где

;;

;

;

;

;

,

k_m – амплитуда вектора модуляционного сигнала,

k_j – вектор модуляционного сигнала,

β_i – начальные фазы напряжений питания МПЧ,

ω_вх – угловая частота напряжения питания,

ω_вых – желаемая угловая частота выходного напряжения.

Кривые выходных фазных напряжений МПЧ желаемой частоты и амплитуды в предлагаемом способе управления формируются подключением фаз питания к нагрузке в течение изменяющихся во времени интервалов проводимости t_ij, . Длительность интервалов проводимости зависит от значений модулирующих гармонических сигналов (коэффициентов модуляционной матрицы) m_ij. Таким образом, вектор выходных напряжений МПЧ формируется посредством умножения вектора напряжений питания на модуляционную матрицу:

. (1)

Аналогично, потребляемый преобразователем ток равен произведению вектора токов нагрузки на модуляционную матрицу:

(2)

Значения коэффициентов модуляционной матрицы и, следовательно, интервалов проводимости t₁₁ – t₃₃ двунаправленных ключей определены таким образом, чтобы обеспечить безопасную коммутацию, исключающую возникновение коротких замыканий по цепи питания преобразователя и обрыв тока по цепи нагрузки. Применительно к предлагаемому способу управления, принципы безопасной коммутации могут быть сформулированы следующим образом:

- относительные значения коэффициентов модуляционной матрицы должны находиться в диапазоне 0 ≤ m ≤ 1. При m = 0 ключ закрыт на протяжении всего периода переключения T_S, и наоборот, при m=1 ключ проводит ток на протяжении всего периода переключения T_S. Значение m>1 физически нереализуемо. На основании сказанного, значения коэффициентов m ключей МПЧ, подключенных к фазе a нагрузки, могут быть описаны выражением

, ;, (3)

- сумма коэффициентов модуляционной матрицы для трех ключей, подключенных к одной фазе нагрузки, на интервале времени переключения T_S должна быть равна единице. Если сумма меньше 1, это означает, что на интервале T_S возникает интервал времени, когда отсутствует путь протекания тока между источником питания и нагрузкой (все ключи закрыты). Если сумма больше 1, то, очевидно, на интервале переключения присутствует промежуток времени, когда два ключа, подключенных к разным фазам питания, открыты одновременно. Следовательно, в течение периода переключения сумма коэффициентов должна быть равна единице:

(4)

Значения модулирующих коэффициентов m_ij должны быть выбраны так, чтобы при любой заданной выходной частоте МПЧ в нагрузке отсутствовала постоянная составляющая напряжения и субгармоники, кратные частоте напряжения питающей сети. Если напряжения питания определены в неподвижной системе координат, то напряжение нагрузки должно быть определено в системе координат, вращающейся с угловой частотой питающей сети ω_вх, что позволит исключить появление в нагрузке высших гармонических составляющих напряжения, частота которых кратна частоте напряжения питания. В связи с этим, коэффициенты модуляционной матрицы должны содержать в своем составе гармонический сигнал, изменяющийся с частотой, равной желаемой частоте выходного напряжения преобразователя.

Решением, удовлетворяющим условиям (1-4) является следующее выражение:

, (5)

где для соответственно;

- вектор модуляционного сигнала, имеющий амплитуду k_m и изменяющийся с частотой выходного напряжения ω_вых:

, (6)

δ – коэффициент смещения, обеспечивающий соответствие рабочего диапазона коэффициентов модуляционной матрицы выражению (3):

, (7)

λ – коэффициент смещения, обеспечивающий равенство суммы модуляционных коэффициентов выражению (4):

(8)

ξ – коэффициент, обеспечивающий максимальный коэффициент передачи напряжения при линейной модуляции:

. (9)

Регулирование амплитуды и частоты выходного напряжения в предлагаемом способе управления осуществляется изменением значения амплитуды k_m вектора модуляционного сигнала k_j и изменением угловой частоты ω_вых этого вектора соответственно. Значение 0≤k_m≤0,577 соответствует области линейной модуляции, т.е. области, в которой модулирующий сигнал имеет гармоническую форму. При этом среднее значение выходного фазного напряжения согласно (1) будет равно

, (10)

что соответствует максимальному коэффициенту передачи напряжения в режиме линейной модуляции, равному 0,866. Кроме того, как видно из (10), среднее значение выходного напряжения зависит от мгновенного значения модулирующей функции k_j (t) и амплитуды U_m фазного напряжения питания и не зависит от частоты напряжения питания.

Значение k_m>0,577 соответствует области перемодуляции, в которой модулирующий сигнал преимущественно имеет форму, близкую к трапециевидной. При этом максимальное выходное напряжение можно получить при форме трапеции, близкой к меандру. При этом среднее значение выходного фазного напряжения будет равно

,

что при значении =1 позволяет повысить коэффициент передачи напряжения МПЧ до значения 0,95.

Предлагаемый способ управления может быть реализован с помощью МПЧ, обобщенная схема управляющей и силовой частей которого изображены на фиг.1. На фиг.2, 3 представлен принцип формирования управляющих импульсов в режиме линейной модуляции и перемодуляции соответственно. На фиг.4, 5 представлены результаты проверки предлагаемых решений методом компьютерного моделирования.

Силовая часть преобразователя состоит из девяти двунаправленных ключей S_ij, объединенных в виде матрицы размерностью 3х3, горизонтальные шины которой подключены к трехфазному источнику питания, а вертикальные – к фазам нагрузки.

Напряжения питания МПЧ поступают на блок синхронизации 1. Блок синхронизации 1 формирует три синусоидальных сигнала, пропорциональных фазным напряжениям питания МПЧ и совпадающих с ними по фазе. Эти напряжения поступают на блок 2 формирователя коэффициента смещения δ и блок 3 формирователя коэффициента смещения λ.

Частота выходного напряжения ω_вых МПЧ определяется задатчиком 4, выходной сигнал которого подается на вход формирователя вектора модуляционного сигнала 5, на выходе которого генерируется трехфазный модуляционный сигнал заданной частоты и амплитуды, таким образом, чтобы выходное напряжение МПЧ изменялось по закону скалярного управления U/f=const. На этот же блок приходит сигнал разрешения перемодуляции ПМ. Выходные сигналы формирователя вектора модуляционного сигнала 5 подаются на компараторы 6, 7, 8 которые определяют векторы модуляционных сигналов максимальной и минимальной амплитуды. Сигналы с выходов компараторов подаются на блок 9 формирователя коэффициента ξ. Выходные сигналы блоков 1, 2, 3, 5, 9 поступают в вычислительное устройство 10, которое формирует модулирующие коэффициенты m_ij согласно уравнению (5), которые затем поступают на усилитель с ограничением уровня 11, который устанавливает предел изменения величин модулирующих коэффициентов в диапазоне 0 ≤ m_ij ≤ 1 в режиме перемодуляции выходного напряжения МПЧ. В режиме линейной модуляции выходного напряжения усилитель 11 не оказывает влияния на значение модулирующих коэффициентов ввиду единичного коэффициента усиления. С выхода усилителя 11 модуляционные сигналы поступают на вход модулятора-распределителя 12, в котором происходит их сравнение с высокочастотным опорным сигналом, поступающим с генератора 13, и формирование импульсов управления двунаправленными ключами S₁₁… S₃₃.

Принцип формирования импульсов управления двунаправленными ключами в режиме линейной модуляции представлен на фиг.2, в режиме перемодуляции – на фиг.3 (на примере ключа S₁₁ преобразователя). Формирование импульса управления S_у11 и происходит по классическому принципу путем сравнения опорного напряжения U_ОП с модулирующим сигналом m₁₁. Формирование импульсов управления остальными двунаправленными ключами происходит аналогично.

Работоспособность предложенного способа управления подтверждается диаграммами фиг.4, 5, полученными в ходе компьютерного моделирования. Из диаграмм следует, что сравнение модулирующих импульсов m_ij(t) и опорного сигнала U_on (t) позволяет получить последовательность импульсов управления, что при последующем распределении этих импульсов по двунаправленным ключам приводит к появлению в цепях нагрузки 3-фазного напряжения U_ab, U_bc, U_ca как в режиме линейной модуляции (фиг.4), так и в режиме перемодуляции (фиг.5).

По данным научно-технической и патентной литературы авторам неизвестна заявляемая совокупность признаков, направленная на достижение поставленной задачи, и это решение не вытекает с очевидностью из известного уровня техники, что позволяет сделать вывод о соответствии решения уровню изобретения.

Литература

1. Сидоров С.Н., Поляков А.Е. Способ скалярного управления (3×3)-фазным матричным преобразователем частоты. Патент РФ 2414800, опубл. 20.03.2011, бюл. № 8.

2. Сидоров С.Н. Матричный преобразователь частоты – объект скалярного управления. Силовая электроника № 3, 2009 г., с.31-35.