СЕКЦИЯ ДИСКРЕТНОГО ФАЗОВРАЩАТЕЛЯ С ЦИФРОВЫМ УПРАВЛЕНИЕМ

Изобретение относится к электронной технике СВЧ, в частности к фазовращателям.

Важными параметрами фазовращателей являются:

- шаг дискретной перестройки фазы;

- паразитная амплитудная модуляция при перестройке фазы;

- вносимые потери;

- потребляемая от источника питания мощность;

- мощность входного сигнала.

Для таких областей применения дискретных фазовращателей СВЧ как устройства компенсации нелинейных искажений с прямой связью и в каналах подавления несущей в одночастотных радиолокаторах с непрерывным излучением значения первых четырех параметров должны быть минимальными, а значение последнего параметра должно быть максимальным. Достижение минимального значения первых четырех параметров при максимальном последнем противоречиво: стремление уменьшить значения первых четырех параметров вызывает необходимость введения устройств усиления, а необходимость обеспечения работы устройства при максимальной мощности входного сигнала приводит к требованию увеличения потребляемой от источника питания мощности [1].

Известен фазовращатель на основе векторного сложения сигналов [1]. Фазовращатель состоит из входного трехдецибельного квадратурного делителя, два выхода которого подключены к входам канальных фазовращателей первого и второго каналов соответственно, выходы первого и второго канальных фазовращателей подключены соответственно к первому и второму входам выходного синфазного сумматора мощности. Вход входного трехдецибельного квадратурного делителя является входом, а выход синфазного сумматора - выходом устройства.

Устройство имеет большое значение вносимых потерь, так как они складываются из потерь в канальных фазовращателях и потерь за счет разности фаз в каналах.

Наиболее близким к предлагаемому техническому решению является фазовращатель [2]. Фазовращатель содержит входной трехдецибельный квадратурный делитель, два выхода которого подключены к входам двух усилителей с управляемым коэффициентом усиления, выходы усилителей подключены к первому и второму входам выходного синфазного сумматора. Вход входного трехдецибельного квадратурного делителя является входом, а выход синфазного сумматора - выходом устройства.

Недостатком устройства является большое значение потребляемой от источника питания мощности при обеспечении минимальных значений шага дискретной перестройки фазы, паразитной амплитудной модуляции при перестройке фазы, вносимых потерь при максимальном значении мощности входного сигнала.

Техническим результатом изобретения является уменьшение потребляемой от источника питания мощности при снижении вносимых потерь, минимальном шаге дискретной перестройки фазы, минимальной паразитной амплитудной модуляции, при увеличенном значении мощности входного сигнала.

Указанный технический результат достигается тем, что в фазовращатель, содержащий входной делитель, вход которого является входом устройства, выходной сумматор с двумя входами, выход которого является выходом устройства, ослабитель с цифровым управлением, выход которого соединен со связанным входом вторичной линии выходного сумматора, введены первый и второй отрезки передающих линий, третья и четвертая замкнутые на конце связанные передающие линии, вход первого отрезка передающей линии подключен к выходу первичной линии входного делителя, вход второго отрезка передающей линии подключен к выходу первого отрезка передающей линии, входной делитель и выходной сумматор выполнены в виде направленных ответвителей со слабой связью, при этом развязанный выход входного направленного ответвителя и развязанный выход выходного направленного ответвителя нагружены на согласованные балластные нагрузки, выход второго отрезка передающей линии подключен к входу первичной линии выходного направленного ответвителя, вход третьей замкнутой на конце связанной передающих линии подключен к связанному выходу вторичной линии входного направленного ответвителя, выход связанного плеча четвертой связанной линии соединен с входом ослабителя с цифровым управлением, причем суммарная длина последовательно соединенных двух первичных линий входного и выходного направленных ответвителей, первого и второго отрезков передающих линий, области связи третьей и четвертой связанных линий и величина связи третьей и четвертой связанных линий определяются их соотношениями в каналах фазовращателя Шиффмана для случая максимальной широкополосности при значении относительного сдвига фазы в двух каналах, равном 90 градусов.

На чертеже приведена схема электрическая функциональная предлагаемого устройства. Устройство содержит отрезок связанных линий, замкнутых на конце 1, ослабитель с цифровым управлением 2, два направленных ответвителя со слабой связью 3 и 4, отрезки передающих линий 5 и 8, две балластные нагрузки 6 и 7. Величина связи и длина отрезка связанных линий, замкнутых на конце 1, определяются из условий согласованности с трактом и постоянства относительного сдвига фазы сигналов, прошедших по первому каналу: вход, первичная передающая линия входного ответвителя со слабой связью 3, линия 5, линия 8, первичная линия второго ответвителя со слабой связью 4, выход и по второму каналу: вход, связанный выход входного ответвителя со слабой связью 3, отрезок связанных линий 1, ослабитель с цифровым управлением 2, связанный выход второго ответвителя со слабой связью 4, выход.

Указанные элементы первого и второго каналов в предложенной последовательности их соединения образуют фазовращатель Шиффмана, обеспечивающий постоянный сдвиг фазы 90±4,8 градусов в полосе частот с перекрытием до 2.41:1 [3].

Устройство работает следующим образом. Сигнал поступает на вход первого направленного ответвителя со слабой связью 3 и делится на две неравные части. Большая часть энергии сигнала проходит по первому каналу, образованному первичными линиями входного 3 и выходного 4 направленных ответвителей, которые связаны между собой через последовательно соединенные отрезки передающих линий 5 и 8. В выходном направленном ответвителе к сигналу, прошедшему по первому каналу, прибавляется сигнал, прошедший по второму каналу устройства. Сигнал второго канала распространяется по цепи: связанная линия входного направленного ответвителя 3, отрезок связанных линий, замкнутых на конце 1, ослабитель с цифровым управлением 2, связанный выход выходного направленного ответвителя. В результате прохождения меньшей части сигнала по второму каналу он приобретает фазу, отличающуюся от фазы основной части сигнала, прошедшего по первому каналу, на 90 градусов и меняющуюся амплитуду в зависимости от управляющего кода, поступающего на дискретный цифровой управляемый аттенюатор 2. Это приводит к изменению фазы выходного результирующего сигнала, полученного векторным сложением двух частей сигнала, прошедших по двум каналам и сдвинутых относительно друг друга по фазе на 90 градусов.

Раскрытие сущности

Разделение входного сигнала на две неравные части входным направленным ответвителем со слабой связью позволяет организовать два канала передачи сигнала на выход. Основная часть сигнала проходит по каналу, образованному первичными линиями входного и выходного направленных ответвителей, которые связаны между собой через отрезки передающих линий 5 и 8. Суммарная длина последовательного соединения этих линий и параметры замкнутых на конце связанных линий 1 имеют значения (длину, величину связи и длину области связи), которые определяются из условий согласованности с трактом и постоянства 90 градусного относительного сдвига фазы сигналов, прошедших по первому каналу: вход схемы, первичная передающая линия входного ответвителя со слабой связью 3, линия 5, линия 8, первичная линия второго ответвителя со слабой связью 4, выход и по второму каналу: вход, связанный выход входного ответвителя со слабой связью 3, отрезок связанных линий 1, ослабитель с цифровым управлением 2, связанный выход второго ответвителя со слабой связью 4, выход.

Таким образом, большая и меньшая части сигналов, прошедшие по первому и второму каналам соответственно, причем второй канал содержит ослабитель с цифровым управлением, складываются на выходе схемы. При этом сдвиг фаз между ними имеет значение 90 градусов в полосе частот. Это позволяет осуществлять управление фазой в диапазоне частот с малым шагом дискретизации посредством кодового управления ослабителя с цифровым управлением. Вносимые потери в устройстве определяются величиной связи во входном и выходном направленных ответвителях и могут быть сделаны малыми. Потребляемая от источника питания мощность определяется ослабителем с цифровым управлением, который находится во втором канале со слабым сигналом, и может быть сделана малой. Максимальная мощность входного сигнала будет превышать паспортный уровень применяемого для регулировки аттенюатора на значение связи входного направленного ответвителя со слабой связью.

Отрезок передающей линии 8 имеет электрическую длину, позволяющую компенсировать фазовый набег, вносимый ослабителем с цифровым управлением 2.

Проведен численный эксперимент для сравнения предложенного устройства с прототипом. Использовался шестиразрядный дискретный ослабитель с цифровым управлением типа HMC472ALP4E. Вносимое ослабление: -2.0 дБ ÷ -30 дБ, значение вносимого ослабления на бит младшего разряда управляющего сигнала (шаг дискретного изменения ослабления): 0,5 дБ. Направленные ответвители изготовлены на подложке из материала FR-4 (ε=4) толщиной 1 мм. Ширина микрополосковых линий 1,7 мм, зазор между полосковыми линиями 0,2 мм, длина области связи 14 мм. Короткозамкнутые на конце связанные отрезки полосковых линий реализованы на поликоровой подложке (ε=9,8) толщиной 1 мм и имеют длину 22,8 мм. Балластные нагрузки - безындуктивные тонкопленочные.

Расчетом установлено, что при равенстве вносимых потерь у заявляемого устройства и прототипа (минус 1,3 дБ), минимальном шаге дискретной перестройки фазы (от 0,4 до 0,08 градуса), минимальной паразитной амплитудной модуляции при перестройке фазы (0,13 дБ во всем диапазоне перестройки фазы), при максимальной мощности входного сигнала (30 дБм) потребляемая от источника питания мощность у заявляемого устройства на 23 дБ меньше, чем у прототипа (0,015 Вт у заявляемого устройства и 4,0 Вт у прототипа при значении КПД усилителей 50%). Диапазон перестройки фазы 8,3 градуса.

Источники информации

1. Сычев А.Н. Управляемые СВЧ устройства на многомодовых полосковых структурах. Томск: Томский государственный университет, 2001. - С. 12, 30.

2. Manesh Kumar, Raymond J. Menna, Ho - Chung Huang Broad-Band Activ Phase Shifter Using Dual-Gate MESFET // IEEE Trans. Microwave Theory and Techn. - 1981. - Vol. 29. - No. 10, p. 1099. (Прототип).

3. Малорацкий Л.Г. Микроминиатюризация элементов и устройств СВЧ. М.: Сов. радио, 1976. - С. 190.