Результат интеллектуальной деятельности: АВТОНОМНЫЙ ИНВЕРТОР НАПРЯЖЕНИЯ ДЛЯ ПИТАНИЯ НАГРУЗКИ ЧЕРЕЗ ТРАНСФОРМАТОР С НИЗКИМ КОЭФФИЦИЕНТОМ СВЯЗИ МЕЖДУ ЕГО ОБМОТКАМИ

Предлагаемый автономный инвертор напряжения относится к электротехнике, в частности, к устройствам для преобразования переменного тока в постоянный, и наоборот, постоянного тока в переменный с использованием только полупроводниковых приборов: транзисторов и диодов. Автономный инвертор напряжения - это устройство, преобразующее напряжение постоянного тока, подаваемое на его вход, в пропорциональное переменное напряжение на его выходе. В состав предлагаемого автономного инвертора напряжения входит трансформатор с низким коэффициентом связи между его обмотками. Такой автономный инвертор, как правило, работает при высокой частоте коммутации (свыше 10 кГц), а входящий в него трансформатор состоит из двух частей: первичной и вторичной обмоток, которые соединяются, образуя трансформатор, только на время работы автономного инвертора. Указанные части такого трансформатора располагаются на разных объектах, например, на зарядной станции и на транспортном средстве, на которое передается электроэнергия для заряда аккумулятора, расположенного на этом средстве. Наличие зазора между обмотками трансформатора, а также полное или частичное отсутствие у него частей магнитного сердечника и являются причинами низкого коэффициента связи между обмотками трансформатора.

Известно применение автономного инвертора напряжения для питания нагрузки через трансформатор с низким коэффициентом связи между его обмотками (Патент РФ №2401496 «Устройство для зарядки аккумуляторной батареи подводного объекта», заявл. 25.06.2009, опуб. 10.10.2010. Бюл. №28, фиг.1). Автономный инвертор напряжения аналога содержит вентильный коммутатор, входной конденсатор и трансформатор с низким коэффициентом связи между его обмотками. Вентильный коммутатор составлен из плеч, каждое из которых обладает двусторонней проводимостью и состоит из встречно-параллельно включенного транзистора и диода. Положительный и отрицательный входные зажимы вентильного коммутатора являются соответственно положительным и отрицательным входными зажимами инвертора. При этом положительный входной зажим вентильного коммутатора подключен к положительному зажиму источника напряжения постоянного тока, к отрицательному зажиму которого подключен отрицательный входной зажим вентильного коммутатора. С входными зажимами вентильного коммутатора соединен входной конденсатор большой емкости, который является неотъемлемой частью инвертора напряжения. Этот конденсатор, обеспечивающий ускоренный переход тока с транзистора одного плеча на диод другого, должен располагаться как можно ближе к зажимам плеч, чтобы снизить индуктивность электрических соединений, и, тем самым, уменьшить коммутационные перенапряжения. К выходным зажимам вентильного коммутатора подключена первичная обмотка указанного трансформатора. Зажимы вторичной обмотки трансформатора являются выходными зажимами инвертора, от которых питается его нагрузка.

У аналога вентильный коммутатор выполнен по мостовой схеме. При этом входной конденсатор непосредственно подключен между положительным и отрицательным входными зажимами вентильного коммутатора, в который входят первое, второе, третье и четвертое плечи. К положительному входному зажиму вентильного коммутатора подключены катоды диодов первого и третьего плеч, а к отрицательному входному зажиму - аноды диодов второго и четвертого плеч. Анод диода первого плеча и катод диода второго плеча присоединены к первому выходному зажиму этого коммутатора. К его второму выходному зажиму присоединены анод диода третьего плеча и катод диода четвертого плеча. В мостовой схеме использовано наибольшее количество плеч - четыре.

Вентильный коммутатор может быть выполнен не только по мостовой схеме. В других вариантах коммутатора имеются всего два плеча. Основным из них является вариант, выполненный по полумостовой схеме с емкостным делителем. Этот вариант имеют не только указанное преимущество в количестве плеч по сравнению с вентильным коммутатором мостового типа, но и проигрывает этому варианту по другим показателям. В инверторе с полумостовым вентильным коммутатором и емкостным делителем в два раза увеличено входное напряжение, а вместо одного входного конденсатора в таком инверторе установлены два одинаковых конденсатора (N. Mohan, Т.М. Underland, W.P. Robbins, Power electronics, John Wiley & Sons, Inc., New Yore, 2003. - 820 p., Figure 8-10). Так как у конденсаторов с одинаковыми номинальными параметрами имеются отклонение их емкости от номинального значения и, кроме того, имеются отличия характеристик диодов и транзисторов различных плеч, то напряжения конденсаторов не будут строго одинаковыми, без применения специальных выравнивающих устройств. Наиболее употребительно использование двух последовательно соединенных плеч, составленных из диодов и транзисторов. Схема подключения этих плеч такая же, как у первого и второго плеча вентильного коммутатора мостового типа. Однако система управления транзисторами этих плеч выполняет другую функцию, не такую, как у коммутатора мостового типа: она измеряет напряжения конденсаторов делителя и выравнивает их. Если имеется не один источник входного напряжения инвертора, а два, которые соединены последовательно и согласно и имеют равные напряжения, то необходимость применения дополнительных вентильных плеч для выравнивания указанных напряжений отпадает. Тогда средняя точка двух входных источников напряжения соединяется со средней точкой двух входных конденсаторов инвертора напряжения.

Применительно к конкретным условиям и требованиям может быть признан наилучшим тот или другой из перечисленных вариантов исполнения вентильного коммутатора.

В качестве нагрузки в аналоге (Патент РФ №2401496 «Устройство для зарядки аккумуляторной батареи подводного объекта», заявл. 25.06.2009, опуб. 10.10.2010. Бюл. №28, фиг.1) применен однофазный мостовой выпрямитель, входные зажимы которого подключены к зажимам вторичной обмотки трансформатора, а к выходным зажимам выпрямителя присоединен конденсатор сглаживающего фильтра. Получаемая от инвертора электрическая энергия передается в цепь, подключенную к этому конденсатору. Первичная и вторичная обмотки трансформатора находятся в двух разных блоках, защищенных герметичными оболочками. Каждая из этих двух оболочек имеет выполненную из изоляционного материала контактную стенку, толщина которой достигает нескольких миллиметров. В рабочем режиме указанные блоки находятся под водой, при этом наружные, контактные, поверхности этих стенок плотно прилегают одна к другой. Ко вторым, противоположным контактным, поверхностям этих стенок плотно прилегают, в одном конструктивном блоке, торец первичной обмотки трансформатора повышенной частоты, а в другом конструктивном блоке - торец вторичной обмотки этого трансформатора. В рабочем режиме оси обмоток совпадают, а их торцы находятся на минимальном расстоянии друг от друга. Тем самым указанные обмотки образуют трансформатор, который, из-за указанного расположения его обмоток, имеет малое значение коэффициента связи между обмотками, где М - взаимная индуктивность между обмотками трансформатора, a L₁ и L₁ индуктивности первичной и вторичной обмоток. В частности, трансформатор указанного назначения, который предназначен для питания от инвертора с частотой f=12,5 кГц, имеет следующие параметры: М=21,3 мкГн, L₁=58,4 мкГн, L₂=18,2 мкГн, k=0,65.

Если выполнить гармоническую линеаризацию рассматриваемого трансформатора, нагруженного на выпрямитель, к которому подключен конденсатор сглаживающего фильтра, то этот выпрямитель может быть заменен резистором с сопротивлением R, а трансформатор с указанной нагрузкой можно заменить двумя параллельно включенными проводимостями: активной g и индуктивной b. Вполне допустимо пренебрегать малыми величинами: активными сопротивлениями обмоток трансформатора и падениями напряжений в прямом направлении у диодов выпрямителя. Тогда при холостом ходе трансформатора, когда разомкнута цепь, подключенная к выходным зажимам выпрямителя R=R₀=∞, входная активная проводимость трансформатора g₀ равна нулю, а модуль его входной индуктивной проводимости равен b₀=(ωL1)^-1, где ω=2πf - угловая частота автономного инвертора. В режиме короткого замыкания, когда выходные зажимы выпрямителя замкнуты накоротко, R=R_k=0, входная активная проводимость трансформатора g_k также равна нулю, а модуль его входной индуктивной проводимости равен b_k=(ωL₁(1-k²))^-1. Видно, что индуктивная проводимость b_k при коротком замыкании больше, чем при холостом ходе b₀ (для рассматриваемого примера - в 1,74 раза). В этом режиме токи и первичной, и вторичной обмоток трансформатора достигают максимальных значений. Параметры трансформатора, входное напряжение инвертора и его частоту выбирают такими, чтобы обеспечить заданное значение I_{out. max} выпрямленного тока вторичной обмотки трансформатора при ее коротком замыкании, так как этот ток является начальным током заряда незаряженного конденсатора сглаживающего фильтра. При некотором значении R=R_m индуктивная проводимость b_m равна среднему значению между b₀ и b_k, а активная проводимость достигает максимума g_m. Этот максимум в несколько раз меньше соответствующей индуктивной проводимости b_m (для рассматриваемого примера в 3,7 раза), при этом коэффициент мощности, потребляемой первичной обмоткой трансформатора, очень мал (для рассматриваемого примера он составляет 0,26). Если сопротивление нагрузки вторичной обмотки не равно R_m, а больше или меньше его, то коэффициент мощности становится еще меньше.

Слишком малое значение максимального коэффициента мощности является существенным недостатком аналога, при любой схеме использованного вентильного коммутатора, что является следствием низкого значения коэффициента связи между разнесенными обмотками трансформатора. Увеличенное в несколько раз, по сравнению с минимально необходимым, значение выходного тока инвертора вызывает следующие последствия:

необходимость выбора транзисторов и диодов инвертора с завышенными номинальными токами;

увеличение потерь мощности в этих полупроводниковых приборах, их массы и стоимости;

усложнение проблемы отвода тепла, соответствующего этим потерям.

Из-за малого значения коэффициента мощности реактивная составляющая выходного тока вентильного коммутатора значительно больше активной составляющей его выходного тока. По этой причине входной ток инвертора почти половину периода этого тока имеет отрицательное значение, то есть, направлен от входных зажимов вентильного коммутатора в сторону источника питания инвертора. Этот ток замыкается через входной конденсатор инвертора. Для снижения пульсаций входного напряжения инвертора емкость входного конденсатора должна быть большой. При среднем значении входного тока инвертора порядка нескольких десятков ампер эта емкость достигает нескольких сотен микрофарад. Увеличенное значение входной емкости инвертора является еще одним проявлением указанного недостатка: слишком малого значение максимального коэффициента мощности.

Известен также автономный резонансный инвертор для питания нагрузки через трансформатор. Это устройство является наиболее близким по технической сущности, по составу его элементов и связям между ними, к заявляемому устройству. Особенность прототипа заключается в последовательном включении последовательного резонансного контура и нагрузки. Принципиальная схема автономного резонансного инвертора для питания нагрузки через трансформатор описана в (Мелешин В.И. «Транзисторная преобразовательная техника», М.: Техносфера, 2005, с.294 - 296, рис.13.7, а, в). На указанных рисунках приведены схемы автономных резонансных инверторов с двумя различными вентильными коммутаторами: мостовым и полумостовым с емкостным делителем.

Автономный инвертор-прототип содержит вентильный коммутатор, составленный из плеч, каждое из которых обладает двусторонней проводимостью и состоит из встречно-параллельно включенного транзистора и диода, входной конденсатор, трансформатор с низким коэффициентом связи между его обмотками и последовательный резонансный контур, который образован из конденсатора переменного тока и реактора. Емкость этого конденсатора равна C_rk, а индуктивность реактора - L_rk. Входной конденсатор соединен с положительным и отрицательным входными зажимами инвертора, которые являются также соответственно положительным и отрицательным входными зажимами вентильного коммутатора. При этом положительный входной зажим вентильного коммутатора подключен к положительному зажиму источника напряжения постоянного тока, к отрицательному зажиму которого подключен отрицательный входной зажим вентильного коммутатора. Первый внешний зажим резонансного контура подключен к первому выходному зажиму вентильного коммутатора, ко второму выходному зажиму которого подключен первый зажим первичной обмотки трансформатора, а зажимы вторичной обмотки трансформатора являются выходными зажимами инвертора, от которых питается его нагрузка.

У прототипа второй внешний зажим упомянутого резонансного контура присоединен ко второму зажиму первичной обмотки указанного трансформатора. При этом упомянутый резонансный контур и первичная обмотка указанного трансформатора оказываются соединенными последовательно, образуя электрическую цепь, включенную между первым и вторым выходным зажимами инвертора.

В качестве нагрузки в прототипе применен однофазный мостовой выпрямитель, входные зажимы которого подключены к зажимам вторичной обмотки трансформатора, а к выходным зажимам выпрямителя присоединен конденсатор сглаживающего фильтра. Если использовать перечисленные выше допущения и, с применением гармонической линеаризации, заменить нагрузку трансформатора резистором, имеющим сопротивление R_нг, то входное сопротивление первичной обмотки нагруженного трансформатора прототипа целесообразно представить в виде последовательного соединения активного сопротивления R и эквивалентной индуктивности L. Эта индуктивность изменяется от минимального значения L_k, соответствующего режиму короткого замыкания вторичной обмотки трансформатора, до максимального значения L₀, соответствующего режиму его холостого хода. Резонансная частота цепи, состоящей из нагруженного трансформатора и включенного последовательно с его первичной обмоткой резонансного контура с индуктивностью L_rk и емкостью C_rk, равна . Нормальная работа автономных резонансных инверторов рассматриваемого вида обеспечивается при выполнении условия: резонансная частота f₀ должна быть больше частоты коммутации транзисторов инвертора f. (Это условие должно соблюдаться и при наибольшем значении индуктивности L=L₀). Тогда форма выходного тока автономного резонансного инвертора близка к последовательности знакопеременных полусинусоидальных импульсов, разделенных промежутками времени с нулевым значением тока. С увеличением индуктивности L_rk снижается диапазон изменения частоты f₀. При этом можно получить желаемое максимальное значение указанных промежутков времени с нулевым значением тока. Следует отметить, что для рассматриваемого назначения инвертора (нагрузкой служит зарядное устройство аккумуляторов) такая особенность резонансного инвертора с последовательным включением нагрузки - форма выходного тока близка к последовательности полусинусоидальных импульсов - не требуется.

При тех же, что и у аналога, параметрах трансформатора и частоте коммутации заданное значение I_{out. max} выпрямленного тока вторичной обмотки трансформатора при ее коротком замыкании можно получить, если к входу инвертора подвести напряжение постоянного тока, которое в несколько раз меньше чем у аналога. Это обстоятельство не является преимуществом резонансного инвертора, так как при снижении входного напряжения инвертора требуется во столько же раз увеличить среднее значение его входного тока. Выходной ток вентильного преобразователя инвертора является также током резонансного контура и первичной обмотки трансформатора. Если выходной ток выпрямителя в режиме его короткого замыкания равен I_{out. max}, то средние по модулю значения входного напряжения и входного тока первичной обмотки, а также токов транзисторов и диодов вентильного преобразователя прототипа практически не отличаются от аналогичных величин аналога.

Отсюда следует, что прототипу в полной мере присущ недостаток, совпадающий с указанным недостатком аналога. Это увеличенное в несколько раз, по сравнению с минимально необходимым, значение выходного тока инвертора.

Задачей, на решение которой направлено предлагаемое изобретение, является уменьшение выходного тока автономного инвертора при использовании его для питания нагрузки через трансформатор с низким коэффициентом связи между обмотками этого трансформатора, что приведет к снижению перечисленных выше отрицательных последствий. Кроме того, необходимо представить набор таких вариантов решения этой задачи, из которых можно выбрать наилучший для конкретных условий применения предлагаемого изобретения.

Поставленная задача достигается тем, что в автономном инверторе напряжения, содержащем вентильный коммутатор, который составлен из плеч, каждое из которых обладает двусторонней проводимостью и состоит из встречно-параллельно включенного транзистора и диода, входной конденсатор, соединенный с положительным и отрицательным входными зажимами инвертора, которые являются также соответственно положительным и отрицательным входными зажимами вентильного коммутатора, трансформатор с низким коэффициентом связи между его обмотками и последовательный резонансный контур, который образован из конденсатора переменного тока и реактора, при этом положительный входной зажим вентильного коммутатора подключен к положительному зажиму источника напряжения постоянного тока, к отрицательному зажиму которого подключен отрицательный входной зажим вентильного коммутатора, а первый внешний зажим резонансного контура подключен к первому выходному зажиму вентильного коммутатора, ко второму выходному зажиму которого подключен первый зажим первичной обмотки трансформатора, причем зажимы вторичной обмотки трансформатора являются выходными зажимами инвертора, от которых питается его нагрузка, второй внешний зажим резонансного контура подключен ко второму выходному зажиму вентильного коммутатора, а к его первому выходному зажиму подключен второй зажим первичной обмотки указанного трансформатора.

Поставленная задача достигается также тем, что резонансная частота упомянутого резонансного контура превосходит частоту первой гармоники выходного напряжения этого инвертора.

Поставленная задача достигается также тем, что входящий в автономный инвертор напряжения вентильный коммутатор выполнен по мостовой схеме, при этом входной конденсатор непосредственно подключен между положительным и отрицательным входными зажимами вентильного коммутатора, в который входят первое, второе, третье и четвертое плечи, причем катоды диодов первого и третьего плеч подключены к положительному входному зажиму вентильного коммутатора, а к его отрицательному входному зажиму подключены аноды диодов второго и четвертого плеч, при этом анод диода первого плеча и катод диода второго плеча подключены к первому выходному зажиму вентильного коммутатора, а анод диода третьего плеча и катод диода четвертого плеча подключены к его второму выходному зажиму.

Поставленная задача достигается также тем, что входящий в автономный инвертор напряжения вентильный коммутатор выполнен по полумостовой схеме с емкостным делителем и двумя, верхним и нижним плечами с двусторонней проводимостью, в вентильный коммутатор введен второй входной конденсатор, последовательно включенный с первым входным конденсатором, при этом оба этих конденсатора имеют одинаковую емкость и образуют емкостной делитель напряжения между положительным и отрицательным входными зажимами инвертора, функцию источника напряжения постоянного тока выполняет согласное последовательное соединение двух источников напряжения постоянного тока, имеющих одинаковое напряжение, положительный и отрицательный внешние зажимы этого соединения источников подключены соответственно к положительному и отрицательному входным зажимам инвертора, а средний зажим последовательного соединения конденсаторов подключен к первому выходному зажиму вентильного коммутатора и к среднему зажиму указанного последовательного соединения источников напряжения постоянного тока, причем катод диода верхнего плеча подключен к положительному входному зажиму вентильного коммутатора, а к его отрицательному входному зажиму подключен анод диода нижнего плеча, при этом анод диода верхнего плеча и катод диода нижнего плеча подключены ко второму выходному зажиму вентильного коммутатора.

Поставленная задача достигается также тем, что первичная и вторичная обмотки входящего в автономный инвертор напряжения трансформатора выполнены в виде коаксиальных круговых плоских катушек.

Два основных отличительных признака предлагаемого решения выполняют следующие функциональные задачи:

- признак 1: «…второй внешний зажим резонансного контура подключен ко второму выходному зажиму вентильного коммутатора, а к его первому выходному зажиму подключен второй зажим первичной обмотки указанного трансформатора» обеспечивает включение последовательного резонансного контура не последовательно с первичной обмоткой трансформатора, а параллельно ей. При этом выходной ток вентильного коммутатора инвертора не равен току, потребляемому первичной обмоткой указанного трансформатора, а отличается от него на ток, проходящий по упомянутому резонансному контуру. Тем самым открывается возможность уменьшить выходной ток вентильного преобразователя инвертора;

- признак 2: «…резонансная частота упомянутого резонансного контура превосходит частоту первой гармоники выходного напряжения этого инвертора» обеспечивает то, что первая гармоника тока, проходящего по резонансному контуру, соответствует емкостному режиму нагрузки источника напряжения переменного тока. Эта гармоника тока резонансного контура компенсирует часть первой гармоники тока, потребляемого первичной обмоткой трансформатора и соответствующего индуктивному режиму нагрузки источника напряжения переменного тока. Тем самым достигается уменьшение первой гармоники тока, генерируемого вентильным преобразователем инвертора.

Два следующих отличительных признаков предлагаемого решения дают возможность выбрать такую структуру вентильного коммутатора, которая наилучшим образом отвечает конкретным условиям эксплуатации предлагаемого решения:

- признак 3: «…входящий в автономный инвертор напряжения вентильный коммутатор выполнен по мостовой схеме, при этом входной конденсатор непосредственно подключен между положительным и отрицательным входными зажимами вентильного коммутатора, в который входят первое, второе, третье и четвертое плечи, причем катоды диодов первого и третьего плеч подключены к положительному входному зажиму вентильного коммутатора, а к его отрицательному входному зажиму подключены аноды диодов второго и четвертого плеч, при этом анод диода первого плеча и катод диода второго плеча подключены к первому выходному зажиму вентильного коммутатора, а анод диода третьего плеча и катод диода четвертого плеча подключены к его второму выходному зажиму»;

- признак 4: «…входящий в автономный инвертор напряжения вентильный коммутатор выполнен по полумостовой схеме с емкостным делителем и двумя, верхним и нижним плечами с двусторонней проводимостью, в вентильный коммутатор введен второй входной конденсатор, последовательно включенный с первым входным конденсатором, при этом оба этих конденсатора имеют одинаковую емкость и образуют емкостной делитель напряжения между положительным и отрицательным входными зажимами инвертора, функцию источника напряжения постоянного тока выполняет согласное последовательное соединение двух источников напряжения постоянного тока, имеющих одинаковое напряжение, положительный и отрицательный внешние зажимы этого соединения источников подключены соответственно к положительному и отрицательному входным зажимам инвертора, а средний зажим последовательного соединения конденсаторов подключен к первому выходному зажиму вентильного коммутатора и к среднему зажиму указанного последовательного соединения источников напряжения постоянного тока, причем катод диода верхнего плеча подключен к положительному входному зажиму вентильного коммутатора, а к его отрицательному входному зажиму подключен анод диода нижнего плеча, при этом анод диода верхнего плеча и катод диода нижнего плеча подключены ко второму выходному зажиму вентильного коммутатора».

Последний отличительный признаки предлагаемого решения определяют основные конструктивные особенности трансформатора с низким коэффициентом связи между его обмотками:

- признак 5: «…первичная и вторичная обмотки входящего в автономный инвертор напряжения трансформатора выполнены в виде коаксиальных круговых плоских катушек» облегчает стыковку катушек, расположенных в разных объектах, с образованием трансформатора и обеспечивает достижение максимального значения коэффициента связи между обмотками трансформатора при выполнении вентильного коммутатора по мостовой или полумостовой схемам. При прочих равных условиях коэффициент связи между двумя коаксиальными круговыми плоскими катушками выше, чем между катушками другой формы.

Технический результат, который получается при решении поставленной задачи, выражается в следующем. Предлагаемое изменение структуры автономного инвертора напряжения для питания нагрузки через трансформатор с низким коэффициентом связи между его обмотками: включение последовательного резонансного контура не последовательно с первичной обмоткой трансформатора, а параллельно ей, а также исполнение рекомендации по выбору резонансной частоты указанного контура - позволяют уменьшить первую гармонику тока, генерируемого вентильным преобразователем инвертора. Этот эффект приводит к следующим последствиям:

- обеспечивается выбор транзисторов и диодов инвертора с уменьшенными номинальными токами;

- уменьшаются потери мощности в этих полупроводниковых приборах, их масса и стоимость;

- упрощается проблема отвода тепла, соответствующего этим потерям,

- снижаются емкость, размеры и масса входного конденсатора инвертора.

Предлагаемые варианты построения вентильного коммутатора, входящего в автономный инвертор напряжения позволяют учесть те дополнительные требования к конструкции вентильного коммутатора, которые следуют из условий эксплуатации инвертора.

На основании изложенного можно заключить, что совокупность существенных признаков заявленного изобретения имеет причинно-следственную связь с достигнутым техническим результатом, т.е. благодаря этой совокупности существенных признаков изобретения стало возможным решение поставленной задачи. Следовательно, заявленное изобретение является новым, обладает изобретательским уровнем и пригодно для использования.

На фиг.1 представлена электрическая структурная схема автономного инвертора, предназначенного для питания нагрузки через трансформатор с низким коэффициентом связи между его обмотками, при построении вентильного коммутатора, входящего в состав автономного инвертора, по мостовой схеме.

На фиг.2 показана схема замещения трансформатора с низким коэффициентом связи между его обмотками.

На фиг.3 представлена электрическая структурная схема автономного инвертора, предназначенного для питания нагрузки через трансформатор с низким коэффициентом связи между его обмотками, при построении вентильного коммутатора выполнен по полумостовой схеме с емкостным делителем.

На фиг.4, 5 и 6 приведены осциллограммы токов и напряжений инвертора и обмоток трансформатора при его работе в следующих режимах: фиг.4 - в режиме короткого замыкания вторичной обмотки трансформатора, фиг.5 - в режиме холостого хода трансформатора, фиг.6 - в режиме передачи максимума активной мощности.

Как следует из фиг.1, автономный инвертор 1 напряжения получает входное напряжение U от источника 2 постоянного тока и через трансформатор 3 с низким коэффициентом связи между его обмотками питает нагрузку 4. Инвертор 1 содержит входной конденсатор 5 с емкостью C_in, вентильный коммутатор 6 и последовательный резонансный контур 7, состоящий из реактора 8 с индуктивностью L_rc и конденсатора 9 с емкостью C_rc. Цепь нагрузки 4 содержит однофазный мостовой выпрямитель 10, выходной конденсатор 11 с емкостью C_out и источник 12 тока нагрузки, который начинает функционировать после того, как напряжение на конденсаторе 11 достигнет требуемого значения. В автономный инвертор 1 напряжения входит вентильный коммутатор мостового типа, состоящий из первого 13, второго 14, третьего 15 и четвертого 16 плеч, каждое из которых обладает двусторонней проводимостью и состоит из встречно-параллельно включенных транзистора и диода. Катоды диодов первого 13 и третьего 15 плеч подключены к положительному входному зажиму 17 инвертора 1, а к его отрицательному входному зажиму 18 - аноды диодов второго 14 и четвертого 16 плеч. Между входными зажимами 17 и 18 инвертора 1 включен его входной конденсатор с емкостью C_in. Зажимы 17 и 18 присоединены к выходным зажимам 19 и 20 источника 2 постоянного тока. Анод диода первого 13 плеча и катод диода второго 14 плеча подключены к первому выходному зажиму 21 инвертора 1. К его второму выходному зажиму 22 подключены анод диода третьего 15 плеча и катод диода четвертого 16 плеча. Между выходными зажимами 21 и 22 инвертора 1 включены параллельно соединенные резонансный контур 7 и первичная обмотка 23 трансформатора 3. Вторичная обмотка 24 трансформатора 3 подключена к входным зажимам 25 и 26 выпрямителя 4, между выходными зажимами 27 и 28 которого включены параллельно соединенные выходной конденсатор 11 и источник 12 тока нагрузки.

На фиг.2 изображена Т-образная схема замещения трансформатора 3, содержащая три ветви, с индуктивностями: L₁-М, М и L₂-M. Эти ветви имеют общий, расчетный, узел 29, который отсутствует у реального трансформатора 3. Через другой фиктивный узел 30 зажим 22 первичной обмотки 23 трансформатора 3 соединяется с зажимом 22 вторичной обмотки 24 трансформатора 3. В этой схеме замещения одна из индуктивностей имеет отрицательное значение: у понижающего трансформатора L₁>М и L₂<M, поэтому отрицательна индуктивность L₂-М, а у повышающего трансформатора L₁<М и L₂>М, поэтому отрицательна индуктивность L₁-М.

Основное отличие электрической структурной схемы автономного инвертора 1, показанной на фиг.3, от аналогичной схемы этого инвертора, приведенной на фиг.1, состоит в следующем. В вентильном коммутаторе 6 содержатся не четыре, как на фиг.1, а два плеча, в каждое из которых входят встречно-параллельно включенные транзистор и диод.

У полумостового вентильного коммутатора с емкостным делителем (фиг.3) отсутствуют показанные на фиг.1 первое 13 и второе 14 плечи вентильного коммутатора 6. Вместо входного конденсатора 5 с емкостью C_in (фиг.1) между положительным 17 и отрицательным 18 входными зажимами вентильного коммутатора 6 включено последовательное соединение двух конденсаторов 31 и 32. Емкость каждого из этих конденсаторов также равна C_in, как и у входного конденсатора 5, подключенного к зажимам 17 и 18 на фиг.1. Средний зажим 33 последовательного соединения конденсаторов 31 и 32 подключен к первому выходному зажиму 21 вентильного коммутатора 6. Функцию источника напряжения постоянного тока 2 выполняет согласное последовательное соединение двух источников напряжения постоянного тока 34 и 35, имеющих одинаковое напряжение. Положительный 19 и отрицательный 20 внешние зажимы этого соединения источников подключены соответственно к положительному 17 и отрицательному 18 входным зажимам инвертора 1. Средний зажим 36 последовательного соединения источников напряжения 34 и 35 постоянного тока подключен к среднему зажиму 33 последовательного соединения конденсаторов 31 и 32. Входное напряжение полумостового вентильного коммутатора 6 с емкостным делителем равно 2 U, то есть в два раза больше, чем у мостового коммутатора (фиг.1).

Работа устройства.

Ниже рассматривается работа такого автономного инвертора 1 напряжения, предназначенного для питания нагрузки через трансформатор с низким коэффициентом связи между его обмотками, у которого вентильный коммутатор 6 выполнен по мостовой (фиг.1) или полумостовой (фиг.3) схемам. Падения напряжения в транзисторах и диодах вентильных коммутаторов 6, а также в соединительных проводах учитываться не будут. Для обеих указанных разновидностей вентильного коммутатора 6 принято одно и то же значение U амплитуды импульсов выходного напряжения вентильного коммутатора 6. При этом напряжение источника 2 также равно U для мостовой схемы вентильного коммутатора 6 и 2 U - для полумостовой схемы. Это отличие должно учитываться при выборе транзисторов и диодов, входящих в плечи вентильных коммутаторов 6. Когда проводят ток одни плечи мостового коммутатора 6 (фиг.1), к двум другим плечам подводится напряжение U. Если же проводит ток одно плечо полумостового коммутатора (фиг.3), то к другому плечу подводится напряжение 2 U. Отсюда следует, что для полумостовых вентильных коммутаторов диоды и транзисторы выбираются по напряжению, которое в два раза больше, чем для мостового коммутатора. Параметры трансформатора 3 для обеих указанных разновидностей вентильного коммутатора 6 принимаются одинаковыми.

Таким образом, построение вентильного коммутатора 6 по мостовой и полумостовой схемам не влияет на форму выходного напряжения вентильного коммутатора 6 и на работу трансформатора 3.

С учетом приведенных допущений и пояснений можно ограничиться описанием работы предлагаемого автономного инвертора только для одного варианта исполнения его вентильного коммутатора, а именно для коммутатора мостового типа.

До подключения входных зажимов 17 и 18 инвертора 1 к зажимам 19 и 20 источника 2 напряжения постоянного тока входной конденсатор 5 инвертора 1 должен быть предварительно заряжен до напряжения U источника 2, чтобы не было больших бросков зарядного тока этого конденсатора. Предварительная зарядка может осуществляться или от источника 2, через токоограничивающие элементы (на фиг.1 они не показаны), или от постороннего зарядного устройства. После подключения инвертора 1 напрямую к источнику 2 работа инвертора 1 и других элементов, показанных на фиг.1, начинается после того, как будет обеспечено такое взаимное расположение первичной 23 и вторичной 24 обмоток, которое соответствует рабочему режиму инвертора 1. В этом режиме оси обмоток 23 и 24 совпадают, а их торцы находятся на минимальном расстоянии друг от друга. Тем самым указанные обмотки образуют трансформатор 3, который, из-за указанного расположения его обмоток, имеет малое значение коэффициента связи между обмотками 23 и 24, где М - взаимная индуктивность между этими обмотками, a L₁ и L₂ индуктивности первичной 23 и вторичной 24 обмоток.

Выходное напряжение u_vc вентильного коммутатора 6 представляет собой периодическую последовательность симметричных прямоугольных биполярных импульсов. Период T напряжения u_vc равен 1/f, где f - частота этого напряжения. Указанные импульсы разделены промежутками времени «мертвой зоны», на которых мгновенные значения напряжения u_vc равны нулю. Наличие этих промежутков устраняет возможность короткого замыкания источника 2 через два транзистора разных плеч, которые входят в одну стойку моста вентильного преобразователя 6 (плеч 13 и 14, а также 15 и 16). Падения напряжения в транзисторах и диодах коммутатора 6, при их проводящем состоянии, пренебрежимо малы по сравнению с напряжением U источника 2. Поэтому можно считать, что амплитуда прямоугольных биполярных импульсов выходного напряжения u_vc вентильного коммутатора 6 не зависит от нагрузки этого коммутатора и равна U. Осциллограмма напряжения u_vc приведена на фиг.4, а. Напряжение U источника 3 принято равным 300 В, частота f выходного напряжения u_vc равна 12,5 кГц (T=80 мкс), а время «мертвой зоны» T_dz составляет 1 мкс. Параметры трансформатора 3 такие же, что и у приведенного выше примера для аналога. Взаимная индуктивность между обмотками 23 и 24 М=21,3 мкГн, индуктивность первичной обмотки 23 L₁=58,4 мкГн, индуктивность вторичной обмотки 24 L₂=18,2 мкГн, коэффициент связи между обмотками k=0,65, активное сопротивление первичной обмотки R₁=20 мОм и вторичной обмотки R₂=5 мОм.

Емкость C_out конденсатора 11 имеет большое значение, чтобы пульсации его напряжения U_out, вызываемые попеременно следующими импульсами токов транзисторов и диодов вентильного коммутатора, были пренебрежимо малы. Это напряжение в процессе заряда конденсатора 11 изменяется медленно, по отношению к выходному переменному напряжению инвертора 1. Поэтому анализ работы устройства можно производить, заменяя конденсатор 11 источником напряжения постоянного тока.

До начала работы инвертора 1 конденсатор 11 был незаряженным, его напряжение U_out равно нулю. Достаточно высокая точность анализа работы исследуемого устройства обеспечивается при пренебрежении падениями напряжения в диодах выпрямителя 10 и в активных сопротивлениях обмоток трансформатора 3. Результаты схемотехнического моделирования и экспериментального исследования подтверждают допустимость указанных упрощений. С учетом этих допущений, форма и амплитудные значения токов первичной 23 и вторичной 24 обмоток трансформатора 3 определяются формой выходного напряжения инвертора u_vc и двумя индуктивностями. Первая из них - это индуктивность L_1k первичной обмотки при замкнутой накоротко вторичной обмотке трансформатора 3. Она находится на основании фиг.2 как сумма индуктивности (L₁-M) с эквивалентной индуктивностью двух, включенных параллельно, индуктивностей М и (L₁-М):

Вторая, передаточная, индуктивность L₁₂ определяет ток короткозамкнутой вторичной обмотки 24 при подведении напряжения к первичной обмотке 23 (или, наоборот, ток короткозамкнутой первичной обмотки 23 при подведении напряжения к вторичной обмотке 24). Она находится также по схеме, приведенной на фиг.2, с помощью метода ненаправленных графов:

Форма токов i_1k и i_2k первичной 23 и вторичной 24 обмоток трансформатора 3, при коротком замыкании вторичной обмотки, пилообразная, она представляет собой периодическую последовательность симметричных трапецеидальных биполярных импульсов (треугольных импульсов, у которых обрезана вершина). Протяженность плоской вершины этих импульсов - это время T_dz «мертвой зоны». Модули производных по времени t токов i_1k и i_2k для боковых сторон указанных биполярных импульсов, соответствующие амплитудному значению U выходного напряжения инвертора u_vc, находятся по формулам:

Амплитудные значения этих токов при коротком замыкании вторичной обмотки определяются выражениями:

Приведенным выше параметрам трансформатора 3 и выходного напряжения инвертора 1 соответствуют следующие значения: I_1ka=174,8 А и I_2ka=204,5 А.

На фиг.4, 6 показаны осциллограммы токов i1 (тонкая линия) и i2 (утолщенная линия) при коротком замыкании вторичной обмотки, полученные для рассматриваемого примера с помощью схемотехнического моделирования. При моделировании учитывались активные сопротивления обмоток трансформатора 3 и падения напряжения в диодах мостового выпрямителя 10, но полученные при моделировании амплитудные значения токов i₁ и i₂ (174,7 А и 204,1 А) практически совпадают с расчетными.

Средние по модулю значения этих токов находятся по площади трапеции, имеющей основания (T/2+T_dz) и T_dz и высоту I_1ka или I_2ka:

Действующие значения этих токов определяются формулами:

Применительно к рассматриваемому примеру по формулам (5) и (6) находятся следующие значения: I_1kAVG=90 A, I_2kAVG=105 A; I_1kRMS=103 А, I_2kRMS=121 А. Отличия перечисленных значений от полученных с помощью схемотехнического моделирования не выходят за пределы 1%.

Приведенные на фиг.4, 6 осциллограммы показывают, что моменты перехода токов i₁ и i₂ через нулевое значение соответствуют серединам прямоугольных биполярных импульсов выходного напряжения u_vc вентильного коммутатора 6. Следовательно, первая гармоника тока i₁ отстает от первой гармоники напряжения u_vc на угол π/2, как у индуктивного элемента. Можно уменьшить первую гармонику тока, если скомпенсировать часть ее с помощью цепи, которая включается параллельно первичной обмотке 23 трансформатора 3 и на частоте первой гармоники обладает свойством емкостного элемента. Использовать в качестве такой цепи конденсатор нельзя, так как крутые фронты выходного напряжения u_vc вентильного преобразователя 6 вызовут появление чрезмерных по амплитуде импульсов токов компенсирующего конденсатора и вентильного коммутатора 6. Для разрешения этой проблемы предлагается в качестве компенсирующей цепи применить последовательный резонансный контур 7. Его резонансная частота f₀ больше частоты f коммутации вентильного преобразователя 6. Тогда f₀=mf, где m≥1. Наличие резонансного контура 7 практически не влияет на форму и значения токов первичной 23 и вторичной 24 обмоток трансформатора 3. Лучший результат получается, если действие входной индуктивности трансформатора 3 будет скомпенсировано, когда ее значение соответствует среднему значению индуктивной составляющей b_m входной проводимости этого трансформатора (для схемы замещения трансформатора, в которой индуктивная и активная проводимости, включенные параллельно, подключены вместо трансформатора к входным зажимам его первичной обмотки). Эта индуктивность L_avg определяется нижеследующей формулой:

Для рассматриваемого примера L_avg=42,6 мкГн. При указанной настройке резонансного контура 7 наилучшая компенсация достигается в режиме передачи через трансформатор 3 максимума активной мощности. При коротком замыкании трансформатора 3 будет иметь место неполная компенсация его входной индуктивной проводимости, а в режиме холостого хода - перекомпенсация. Перечисленным условиям соответствует следующая система уравнений:

Результатом решения этой системы являются выражения, определяющие индуктивность реактора 8 и емкость конденсатора 9 последовательного резонансного контура 7:

Формулы (9) показывают, что с приближением параметра т к единице, когда резонансная частота резонансного контура 7 приближается к частоте f емкость C_rc снижается, а индуктивность L_rc растет. Последнее проявление снижения частоты f₀ приводит к большему подавлению высших гармоник тока резонансного контура и снижению действующего значения этого тока, а также тока вентильного коммутатора 6. Однако при этом увеличиваются напряжения, размеры, масса и стоимость реактора 8 и конденсатора 9. Выбор параметра т следует проводить с учетом всех перечисленных обстоятельств.

Для рассматриваемого примера при m=1,25 получены следующие значения параметров резонансного контура 7: L_rc=75,7 мкГн и C_rc - 1,37 мкФ. На фиг.4, в показаны осциллограммы токов первичной обмотки i1 (тонкая линия), вентильного преобразователя i_vc (утолщенная линия) и резонансного контура i_rc (штрихпунктирная линия), полученные с помощью схемотехнического моделирования. Ток i_vc равен сумме токов i₁ и i_rc, которые практически противоположны по своим направлениям. Поэтому фактически происходит вычитание модулей этих токов. Наглядно видно, что ток вентильного коммутатора 6 I_vc много меньше тока I1 первичной обмотки 23. Этот факт свидетельствует о полезности введения резонансного контура 7 в автономный инвертор 1. С помощью схемотехнического моделирования получены следующие значения этих токов. Их действующие значения: первичной обмотки I_1kRMS=103A, вентильного преобразователя I_vckRMS=38,8 А, резонансного контура I_rckRMS=80,2 А. И средние по модулю значения: первичной обмотки I_1kAVG=90 А, вентильного преобразователя I_vckAVG=29,8 А, резонансного контура I_rckAVG=73,4 А. Следовательно, применение резонансного контура 7 позволило снизить среднее по модулю значение тока вентильного преобразователя в 3 раза, а действующее значение этого тока в 2,7 раза.

Другой, кроме короткого замыкания, крайний режим - это режим холостого хода. Он возникает после окончания заряда выходного конденсатора 11 при отключенной от него цепи нагрузки или при отключении этого конденсатора и источника тока нагрузки от выходных зажимов 27 и 28 выпрямителя 4. Форма напряжения вторичной обмотки 24 такая же, как и у напряжения первичной обмотки. Но амплитуда импульсов напряжения другая:

У понижающего трансформатора она меньше амплитудного значения напряжения первичной обмотки. Для рассматриваемого примера U_2a=109 В. Осциллограмма напряжения первичной обмотки, полученная с помощью схемотехнического моделирования, приведена на фиг.5, а.

Нагрузкой вентильного преобразователя является индуктивность L1 первичной обмотки 23 трансформатора 3. Форма тока первичной обмотки такая же, как и в режиме короткого замыкания вторичной обмотки 24 трансформатора 3. Производная тока i_1,0 первичной обмотки и его амплитуда определяются выражениями, которые получены из (3) и (4) путем замены i_1k на i_1,0, a di_1k/dt на di_1,0/dt:

Среднее по модулю I_1,0AVG и действующее I_1,0RMS значения тока первичной обмотки находятся по формулам, аналогичным (5) и (6):

Для рассматриваемого примера амплитуда тока первичной обмотки не-нагруженного трансформатора I_1,0a=100 А, среднее по модулю и действующее значения этого тока: I_1,0AVG=51 А, I_1,0RMS=59 А. С помощью схемотехнического моделирования получены несколько другие значения: I_1,0AVG=53 A, I_1,0RMS=61 А, которые достаточно близки к значениям, найденным по формулам (11).

Индуктивность L₁ (58,4 мкГн) первичной обмотки 23 обмотки больше индуктивности L_avg (42,6 мкГн), для компенсации которой выбраны приведенные выше параметры фильтра 7. Поэтому при подключении этого фильтра параллельно первичной обмотке 23 трансформатора 3, наблюдается перекомпенсация индуктивной проводимости в параллельной схеме замещения трансформатора. На фиг.5, б показаны осциллограммы токов первичной обмотки i_1,0 (тонкая линия), вентильного преобразователя i_vc (утолщенная линия) и резонансного контура i_rc (штрихпунктирная линия), полученные с помощью схемотехнического моделирования. Сравнивая осциллограммы тока I_vc, приведенные на фиг.4, в и 5, 6, можно заметить, что первые гармоники этих осциллограмм противоположны по фазе. Этот факт подтверждает наличие перекомпенсации индуктивной проводимости трансформатора в режиме холостого хода. При обработке указанных осциллограмм найдены следующие средние по модулю и действующие значения выходного тока вентильного преобразователя 6: I_vcAVG=25,8 A, I_vcRMS=32,2 А, что несколько меньше, чем в режиме короткого замыкания вторичной обмотки 24 трансформатора 3. Применение резонансного контура 7 позволило в режиме холостого хода снизить среднее по модулю значение тока вентильного преобразователя в 3,5 раза, а действующее значение этого тока в 3,2 раза. Естественно, что для тока резонансного контура его форма, а также среднее по модулю и действующие значения остались такими же, как и в режиме короткого замыкания.

Режим передачи максимума активной мощности на выход выпрямителя 4 близок к режиму, при котором к выходным зажимам 27 и 28 выпрямителя 4 подключен источник напряжения постоянного тока с напряжением, которое равно половине амплитуды выходного напряжения вторичной обмотки трансформатора 3 в режиме его холостого хода. На фиг.6, а. показаны осциллограммы напряжений первичной обмотки u_vc (сплошная линия) и вторичной обмотки u₂ с амплитудой 55 В (штриховая линия), полученные с помощью схемотехнического моделирования. Видно, что напряжение u₂ отстает по фазе от напряжения u_vc и имеет более пологие передний и задний фронты. Наличие напряжения u₂ на зажимах выходной обмотки приводит к появлению соответствующих этому напряжения составляющих токов i₁ и i₂ первичной и вторичной обмоток трансформатора 3. При этом форма этих токов становится более сложной, чем в режимах холостого хода и короткого замыкания. Указанная особенность формы этих токов проявляется на их осциллограммах, приведенных на фиг.6, б: i₁ (тонкая линия) и i₂ (утолщенная линия). У обоих токов одинаковые амплитуды - 150 А и близкие средние по модулю (I_1AVG=77,2 А и I_2AVG=78,6 А) и действующие (I_1RMS=90,8 А и I_2RMS=90,2 А) значения. На фиг.6, в. показаны осциллограммы токов первичной обмотки i₁ (тонкая линия), вентильного преобразователя I_vc (утолщенная линия) и резонансного контура i_rc (штрихпунктирная линия), полученные с помощью схемотехнического моделирования. Найдены следующие средние по модулю и действующие значения выходного тока вентильного коммутатора 6 в этом режиме: I_vcAVG=34,8 A, I_vcRMS=40A, что немногим больше по сравнению с режимом короткого замыкания вторичной обмотки трансформатора 3. Применение резонансного контура 7 позволило в режиме передачи максимальной мощности снизить среднее по модулю значение тока вентильного преобразователя и его действующее значение тока в 2,6 раза.

Таким образом, результаты анализа работы предложенного устройства показали его превосходство над прототипом:

среднее по модулю и действующее значения выходного тока автономного инвертора, при использовании его для питания нагрузки через трансформатор с низким коэффициентом связи между обмотками этого трансформатора, снижаются не менее чем в 2,5 раза.

Это преимущество обеспечивает выбор транзисторов и диодов инвертора с уменьшенными номинальными токами; позволяет снизить потери мощности в этих полупроводниковых приборах, их массу и стоимость; облегчает отвод тепла, соответствующего этим потерям. Кроме того, указанное преимущество позволяет снизить емкость, размеры, массу и стоимость входного конденсатора инвертора.