НЕКОГЕРЕНТНЫЙ ЦИФРОВОЙ ДЕМОДУЛЯТОР "В ЦЕЛОМ" КОДИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ С ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в устройствах приема цифровых информационных сигналов для цифровой демодуляции «в целом» кодированных двоичных сигналов с фазовой манипуляцией (ФМ).

Известно идеальное устройство отождествления «в целом» сложных сигналов (Бородин Л.Ф. Идеальное устройство отождествления для сложных сигналов. «Радиотехника», т. 15, 1960, №8), содержащее функциональные преобразователи принимаемого сигнала, формирующие «меру похожести» его на каждый из возможных передаваемых сигналов и решающее устройство. Также известно устройство оптимального приема сигнала (Филиппов Л.И. Основы теории радиоприема дискретных сигналов (синтез и анализ). М.: Наука, 1974), содержащее два коррелятора входного сигнала с образцами принимаемого и сопряженного с ним сигналов, два квадратичных устройства, два сумматора и схему сравнения.

Близким к предлагаемому устройству является устройство некогерентной демодуляции сигналов «в целом» (см. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. Издание второе. М.: «Советское радио», 1970). Устройство некогерентной демодуляции «в целом» кодированного двоичного сигнала из общего множества M кодовых комбинаций состоит из двух согласованных фильтров на каждый двоичный элемент, двух квадратичных детекторов, вычитающего устройства, запоминающего устройства весовых коэффициентов, M перемножителей, M сумматоров и схемы сравнения.

Эти устройства осуществляют квадратурную корреляционную обработку входного сигнала с накоплением и последующим сравнением результатов по всем вариантам принимаемых кодовых комбинаций.

К недостаткам известных устройств следует отнести:

- сложность реализации высокоскоростных корреляторов или согласованных фильтров, большого числа перемножителей и накапливающих сумматоров, как в аналоговой, так и в цифровой форме;

- необходимость выполнения большого числа арифметических операций на каждый поступивший отсчет сигнала, что требует использования высокоскоростных вычислителей.

Наиболее близким по технической сущности и внутренней структуре к предлагаемому устройству является цифровой демодулятор сигналов с относительной фазовой манипуляцией (патент RU 2505922 С2, H04B 1/10, H04D 3/02, 27.01.2014, Бюл. №3, авторы Литвиненко В.П., Глушков А.Н.).

Его недостатком является отсутствие возможности высокоскоростной демодуляции «в целом» кодированных фазоманипулированных сигналов.

Задачей предлагаемого технического решения является обеспечение высокоскоростной некогерентной цифровой демодуляции «в целом» кодированных сигналов с фазовой манипуляцией.

Поставленная задача решается тем, что цифровой демодулятор сигналов с относительной фазовой манипуляцией, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки (ККО) сигналов и генератор тактовых импульсов, дополнительно содержит два вычислительных устройства (ВУ), заданное число M квадратичных преобразователей (КП), равное числу кодовых последовательностей, образующих блок квадратичных преобразователей (БКП) и решающее устройство (РУ). Каждое ВУ состоит из M вычислителей откликов (ВО), входы которых соединены вместе и образуют общий вход ВУ, соединенный с соответствующим выходом ККО. Выход m-го ВО первого ВУ соединен с первым входом m-го КП, а выход m-го ВО второго ВУ - со вторым входом m-го КП. Выходы всех КП соединены с входами решающего устройства РУ, выход которого является выходом демодулятора. Выходы генератора тактовых импульсов соединены с управляющими (тактовыми) входами АЦП, регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, ККО, ВУ и РУ.

Предлагаемое техническое решение поясняется чертежами.

На фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого устройства, на фиг. 2 - процесс квантования, на фиг. 3 - нормированные результаты моделирования отклика демодулятора при обработке в целом фазоманипулированного сигнала на базе последовательностей Уолша, на фиг. 4 - те же значения в моменты цикловой синхронизации, на фиг. 5 - зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал/шум, на фиг. 6 - нормированные результаты моделирования отклика демодулятора при обработке в целом фазоманипулированного сигнала на базе последовательности Баркера при отсутствии помех, а на фиг. 7 - те же результаты, но при наличии шумовой помехи при отношении сигнал/шум 3 дБ.

Устройство содержит АЦП 1, на вход которого поступает принимаемый сигнал 2 с выхода усилителя промежуточной частоты приемника, а на управляющий вход тактовые импульсы 3. Выход АЦП 1 соединен с входом регистра 4 сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, четные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя 5 первого ККО 6, а нечетные выходы - с соответствующими входами вычитателя 7 второго ККО 8. Каждый ККО помимо вычитателя содержит n каскадно соединенных блоков накопления отсчетов (БНО). Количество БНО n зависит от числа N периодов сигнала в информационном символе и определяется двоичным логарифмом N (n=log₂N). Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БНО, при этом число обрабатываемых периодов сигнала равно N=2ⁿ.

Первый ККО 6 содержит последовательно соединенные БНО 9-1, …, 9-n, а второй ККО 8 - последовательно соединенные БНО 10-1, …, 10-n. Каждый из БНО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора. Блоки 9-1, …, 9-n накопления отсчетов содержат регистры 11-1, …, 11-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 12-1, …, 12-n соответственно, а БНО 10-1, …, 10-n - соответственно регистры 13-1, …, 13-n сдвига многоразрядных кодов и сумматоры 14-1, …, 14-n. В каждом блоке 9 (10) накопления отсчетов первый вход регистра 11 (13) сдвига является входом блока 9 (10) накопления отсчетов. Второй вход сумматора 12 (14) соединен с выходом регистра 11 (13) сдвига. Выход сумматора 12 (14) является выходом блока 9 (10) накопления отсчетов, а тактовый вход регистра 11 (13) сдвига является управляющим входом блока 9 (10) накопления отсчетов. Выход вычитателя 5 соединен с входом блока 9-1 накопления отсчетов ККО 6, а выход блока 9-n накопления отсчетов ККО 6 - с входом первого ВУ 15. Выход вычитателя 7 соединен с входом БНО 10-1 ККО 8, а выход БНО 10-n ККО 8 - с входом второго ВУ 16. Выход m-го ВО 15-m первого ВУ 15 соединен с первым входом m-го КП 17-m блока квадратичных преобразователей 17, а выход m-го ВО 16-m второго ВУ 16 - со вторым входом m-го КП 17-m БКП 17. Выходы всех КП 17-m соединены с входами решающего устройства РУ 18, выход которого является выходом демодулятора 19.

На управляющий вход решающего устройства 18 поступают тактовые синхроимпульсы 20 от генератора тактовых импульсов 21. Управляющие входы АЦП 1, регистра 4 сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, блоков 9 (10) накопления отсчетов, ВУ 15 (16) соединены с соответствующими входами генератора 21 тактовых импульсов.

Устройство работает следующим образом.

Входной фазоманипулированный сигнал на входе 2 демодулятора вида s(t)=Ssin(2πf₀t+a_m(t)π+ψ₀), где S - амплитуда, f₀ - несущая частота, ψ₀ - начальная фаза, a_m(t) - m-я двоичная кодовая последовательность модулирующих фазу символов со значениями 0 или 1 ( , М - число кодовых комбинаций), поступает на вход аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 1, который формирует по четыре отсчета входного сигнала на период повторения Τ=1/f₀ в соответствии с тактовыми импульсами 3 от генератора 21. Информационный символ сигнала длительностью Т_Э содержит N периодов Τ несущего колебания, N=2ⁿ, n - целое число.

Процесс квантования входного сигнала s(t) показан на фиг. 2 для трех последовательных информационных элементов с чередующимися фазами длительностью Т_Э по 4 периода Τ (N=4, n=2). Сплошной линией показан сигнал s(t), а точками отмечены его отсчеты АЦП в моменты квантования, совпадающие с сеткой на фиг. 2, i - номер отсчета. На каждом периоде Τ АЦП формирует по 4 отсчета (два нечетных и два четных), частота квантования f_КВ равна f_КВ=4·f₀.

Допустим, что обеспечена тактовая и цикловая синхронизация. На входы вычитателя 5 сначала поступают четные отсчеты текущего периода, равные S·sin(ψ₀) и -S·sin(ψ₀), а на его выходе формируется их разность, равная 2S·sin(ψ₀), которая запоминается в регистре 11-1. В следующем периоде сигнала на выходе вычитателя 5 также получим величину 2S·sin(ψ₀) (фиг. 2), а на выходе сумматора 12-1 - их сумму 4S·sin(ψ₀). После поступления N периодов входного сигнала (текущего элемента) при отсутствии помех на выходе сумматора 12-n получим результат 2NS·sin(ψ₀) обработки 2N отсчетов информационного элемента длительностью Т_Э. На входы вычитателя 7 сначала поступают нечетные отсчеты текущего периода, равные S·cos(ψ₀) и -S·cos(ψ₀), а на его выходе формируется их разность, равная 2S·cos(ψ₀), которая запоминается в регистре 13-1. Далее накопление производится аналогично, и в результате на выходе сумматора 14-n по окончании текущего информационного элемента получим величину, равную 2NS·cos(ψ₀).

Двоичная модуляция фазы со значениями 0 или π означает изменение знака информационного элемента. Чередование этих знаков определяет передаваемую кодовую комбинацию a_m(t), которую можно описать последовательностью символов b_m,j со значениями ±1, равных

m - номер кодовой комбинации, - номер информационного символа, r - длина кодового слова.

Таким образом, на выходах квадратурных каналов (сумматоров 12-n и 14-n) в моменты окончания приема j-го элемента кода формируются величины y_0,j=b_j2NS·sin(ψ₀) и y_1,j=b_j2NS·cos(ψ₀), где b_j - символы (±1) принимаемой кодовой комбинации. Эти результаты передаются в вычислительные устройства 15 и 16, которые в вычислителях откликов ВО-m демодулятора m-го кодового слова определяют реакции квадратурных каналов демодулятора на принимаемый сигнал, равные соответственно

В квадратичных преобразователях 17-m вычисляются величины

по максимуму которых в решающем устройстве выбирается номер m принятого кодового слова. Для ортогональных кодов (например, последовательностей Уолша) при отсутствии помех, если передавалась m₀-я кодовая комбинация, то , а для остальных кодовых слов ν_m=0, m≠m₀. Для квазиортогональных кодов ν_m>0, m≠m₀. Инверсные кодовые комбинации демодулятор не различает.

В предлагаемом демодуляторе за один период сигнала в двух ККО необходимо выполнить 2(log₂N+1) операций сложения/вычитания многоразрядных кодов и запоминать 2N полученных значений. Таким образом при обработке каждого информационного символа обеспечивается минимум арифметических операций на период сигнала и, следовательно, высокая скорость обработки элемента сигнала. В каждом из двух вычислительных устройств необходимо выполнить (r-1)·M операций сложения/вычитания, а в каждом из ВО соответственно (r-1) таких операций (r - длина кодового слова). Как видно, необходимость в умножении чисел отсутствует. В квадратичном преобразователе операция вычисления вида может выполняться приближенно, например, в виде простого выражения |a|+|b|.

Технически предлагаемое устройство может быть реализовано либо как специализированная интегральная схема, либо как микропроцессорное устройство. Регистры сдвига многоразрядных кодов могут выполняться на базе однобитовых регистров сдвига либо оперативных запоминающих устройств.

Проведено моделирование работы демодулятора «в целом» ортогональных последовательностей Уолша [5] длиной r=8 бит, матрица w_m,j=±1 которых (m - номер последовательности, j - номер элемента кода) имеет вид

Двоичный код номера последовательности имеет длину k=3 бита (k=log₂r), информационная скорость равна k/r=3/8.

На фиг. 3 показаны временные диаграммы нормированных откликов ν_m,i демодулятора при отсутствии помех и N=64 ( - номер переданной последовательности, i=t/T_Э - нормированное время, а при целочисленных значениях - порядковый номер принятой последовательности). В примерах сплошная линия соответствует m=0, а пунктирная - m=2. Как видно, при промежуточных значениях времени t, не кратных Т_Э, имеют место значительные выбросы откликов (выбросы взаимокорреляционной функции принятого и ожидаемого сигналов). Значения тех же откликов в моменты времени, кратные Т_Э (в моменты прихода цикловых синхроимпульсов), показаны на фиг. 4 (имеют смысл только целочисленные значения i). Как видно, в этом случае имеется полная ортогональность последовательностей Уолша.

При наличии шума форма откликов демодулятора искажается, и появляются ошибки, вероятность которых равна

где h² - отношение сигнал/шум. Зависимость p_ОШ(h²) показана на фиг. 5 сплошной линией. Пунктиром показана вероятность искажения кодовой комбинации при поэлементном приеме с исправлением ошибок. Точечная линия отображает предельную помехоустойчивость при идеальном исправлении всех обнаруженных ошибок в соответствии с теоремой Л.М. Финка [3]. Отдельными «жирными» точками показаны результаты статистического имитационного моделирования.

Как видно, при некогерентной демодуляции «в целом» наблюдается значительный выигрыш в помехоустойчивости по сравнению с поэлементной обработкой кодированного сигнала, практически обеспечивается предельная помехоустойчивость (граница Л.М. Финка). Аналогичные результаты получены и для других кодов.

Особый интерес может представлять некогерентный демодулятор «в целом» одного сигнала (М=1) с хорошими корреляционными свойствами, например, последовательности Баркера.

На фиг. 6 показан пример зависимости отклика демодулятора ν(i) от времени (i=t/T_Э - нормированное время) для периодически повторяющегося двоичного кода Баркера вида 1111100110101 (r=13) при отсутствии помех и N=64, а на фиг. 7 - при наличии шумовой помехи с низким отношением сигнал/шум 3 дБ. Такие сигналы и соответствующие им демодуляторы можно использовать в цифровых системах цикловой синхронизации.

Литература

1. Бородин Л.Ф. Идеальное устройство отождествления для сложных сигналов. «Радиотехника», т. 15, 1960, №8.

2. Филиппов Л.И. Основы теории радиоприема дискретных сигналов (синтез и анализ). М.: Наука, 1974.

3. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. Издание второе. М.: «Советское радио», 1970.

4. Патент RU 2505922 С2, H04B 1/10, H04D 3/02, 27.01.2014, Бюл. №3, авторы Литвиненко В.П., Глушков А.Н..

5. Варакин Л.Е. Системы связи с широкополосными сигналами. М.: Радио и связь, 1985.