СПОСОБ ОБНАРУЖЕНИЯ СИГНАЛОВ БЕЗ НЕСУЩЕЙ

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к способам обнаружения сигналов в условиях низкого значения отношения сигнал/шум (ОСШ) и может быть применено в сверхширокополосных (СШП) коротко-импульсных системах связи, использующих бифазную манипуляцию (BPSK - Bi-Phase Switch Key) (см. Калинин В.О., Носов В.И. Оценка параметров короткоимпульсной сверхширокополосной системы связи, Вестник СибГУТИ, 2011. №3, С.73-85).

Известен способ обнаружения сигналов, реализованный в обнаружителях, описанных в книге Левина Б.Р. Теоретические основы статистической электротехники М.: Сов. радио, 1968, с.345-346, рис.26.

Способ основан на нелинейной обработке реализации входной выборки и заключается в следующем. Входную реализацию раскладывают на квадратурные составляющие, которые фильтруют с помощью двух фильтров, согласованных с составляющими сигнала. Затем формируют суммы и разности входных значений в каждой группе фильтров, которые подвергают двух полупериодному квадратичному детектированию. Результаты детектирования суммируют и сравнивают с пороговым уровнем. Решение об обнаружении сигнала принимают в случае превышения суммы продетектированных величин порогового уровня.

Недостатком способа-аналога является то, что он приемлем только в случаях обнаружения относительно узкополосных сигналов с известными параметрами.

Известен способ обнаружения узкополосных сигналов, реализованный в обнаружителе сигналов по патенту RU №2110150 C16 H04B 1/10, G01S 7/292 от 23.01.97 г.

В известном способе принимают аналоговый сигнал, оцифровывают его, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования и кодирования. Затем рассчитывают параметры оцифрованного сигнала, для чего формируют оцифрованный сигнал, сдвинутый относительно исходного на один такт и вычисляют коэффициент корреляции между исходным сигналом и его сдвинутой версией. Результаты корреляционной обработки выбирают в качестве параметров оцифрованного сигнала. После этого сравнивают рассчитанные параметры оцифрованного сигнала с порогом принятия решения, который вычисляют, используя дополнительную информацию о математическом ожидании обнаруживаемого сигнала, дисперсии шума и величине порогового значения. Решение о факте обнаружения сигнала принимают в том случае, если параметры оцифрованного сигнала превышают порог принятия решения.

Недостатком известного способа является узкая область применения, так как его реализация возможна только при известных параметрах шума и обнаруживаемых узкополосных сигналов.

Наиболее близким аналогом по технической сущности к заявленному является способ автоматического обнаружения узкополосных сигналов, описанный в патенте РФ №2382495 C1 от 20.02.2010 г.

В ближайшем аналоге принимают аналоговый сигнал, оцифровывают его, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования и кодирования. Затем рассчитывают параметры оцифрованного сигнала, для чего формируют его спектральное представление путем выполнения над ним преобразования Фурье. После этого рассчитывают пороговый уровень шума путем вычисления удвоенного значения выборочного среднего компонент спектрального представления и оценивают уровни каждой из спектральных компонент из последовательности спектрального представления путем их сравнения с вычисленным пороговым уровнем шума. Затем формируют первую и вторую последовательности, соответственно из спектральных компонент превысивших пороговый уровень шума, и не превысивших его. После этого раздельно суммируют компоненты входящие в первую и вторую последовательности и вычисляют значение отношения найденных сумм. Затем сравнивают значение отношения найденных сумм с предварительно заданным пороговым значением. Решение о факте обнаружения сигнала принимают при условии, что значение отношения найденных сумм превышает предварительно заданное пороговое значение.

Недостатком известного способа-аналога является относительно узкая область его применения, поскольку он не позволяет достоверно обнаруживать кратковременные одиночные сигналы без несущей (КОСН) в пределах фрейма. Фрейм представляет собой временной фрагмент, в пределах которого находится только один полезный КОСН. [см. Челышев В.Д., Потапов С.Г., Фокин А.О. UWB - начальные представления во временной и спектральной областях // Информация. Космос №1, 2007 г., С.45-59].

Целью заявленного технического решения является разработка способа, расширяющего область его применения для КОСН в аддитивных шумах высокой интенсивности.

Поставленная цель достигается тем, что в известном способе автоматического обнаружения узкополосных сигналов принимают аналоговый сигнал, оцифровывают его, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования и кодирования, рассчитывают параметры сигнала, оценивают их и по результатам оценки принимают решение о факте обнаружения сигнала. Оцифрованный сигнал предварительно делят на равное число фрагментов, инвертируют отсчеты фрагментов, номера которых определяют по предварительно заданному вектору цифровой последовательности (ВЦП), после чего формируют суммарную выборку, для чего суммируют отсчеты всех фрагментов таким образом, что в начале складывают первые отсчеты всех фрагментов, потом вторые и в конце - последние, затем рассчитывают значение порогового уровня шума, в качестве которого выбирают величину, равную удвоенному значению среднеквадратического отклонения отсчетов суммарной выборки, а оценивают параметры сигнала путем их сравнения со значением порогового уровня шума, причем в качестве параметров сигнала выбирают максимальные отрицательное и положительное значения суммарной выборки, а решение об обнаружении сигнала принимают по результатам оценки, когда хотя бы один из параметров по абсолютному значению превысит значение порогового уровня шума. Длительность фрагментов при формировании суммарной выборки определяют равной длительности фрагментов, которую выбирают при передаче сигналов. Номера фрагментов, отсчеты которых инвертируют при формировании суммарной выборки, определяют по предварительно заданному ВЦП, на основе которой формируют фрагменты при передаче сигналов, причем значениям ВЦП, равным нулю, соответствуют фрагменты, значения отсчетов которых при инверсии полностью совпадают со значениями отсчетов фрагментов, соответствующих значениям ВЦП, равным единице. Длина ВЦП составляет 4-100 значений нулей и единиц, расположенных друг за другом любым образом, и один ВЦП определяет значение одного бита логического нуля или единицы, причем ВЦП, определяющий логический нуль, отличается хотя бы на одно значение в порядке следования нулей и единиц от ВЦП, определяющего логическую единицу.

Благодаря новой совокупности существенных признаков обеспечивается расширение области применения способа обнаружения для КОСН в аддитивных шумах высокой интенсивности, за счет возрастания по абсолютной величине амплитудных значений суммарной выборки, формируемой в результате суммирования фрагментов.

Заявленный способ поясняется чертежами, на которых показаны:

фиг.1 - пример предварительно заданного ВЦП;

фиг.2 - выборка аналогового сигнала, состоящая из четырех фрагментов содержащих КОСН, причем в пределах каждого из фрагментов отчеты КОСН сформированы в соответствии со значениями предварительно заданного ВЦП, представленного на фиг.1;

фиг.3 - дискретные отсчеты выборки аналогового сигнала, представленного на фиг.2, поделенного на четыре фрагмента, число фрагментов соответствует количеству элементов предварительно заданного ВЦП;

фиг.4 - дискретные отсчеты выборки аналогового сигнала, представленного на фиг.2, в которой инвертированы отчеты фрагментов, порядковые номера которых соответствуют позициям нулей в предварительно заданном ВЦП;

фиг.5 - принцип формирования суммарной выборки четырех фрагментов (отсчеты фрагментов, порядковые номера которых соответствуют позициям нулей в предварительно заданном ВЦП, инвертированы);

фиг.6 - принцип формирования суммарной выборки четырех фрагментов (отсчеты фрагментов, порядковые номера которых соответствуют позициям нулей в предварительно заданном ВЦП, не были инвертированы).

Реализация заявленного способа объясняется следующим образом.

1. Предварительно задают ВЦП, согласно которому определяют значения отчетов фрагментов, содержащих КОСН, которые необходимо инвертировать на приеме. В качестве примера на фиг.1 представлен предварительно заданный ВЦП, состоящий из нулей и единиц. Общее число нулей и единиц ВЦП должно совпадать с числом фрагментов (числом КОСН), содержащихся в выборке принятого аналогового сигнала. КОСН имеют две позиции фазы [см. Калинин В.О., Носов В.И. Оценка параметров короткоимпульсной сверхширокополосной системы связи. Вестник СибГУТИ, 2011. №3 С.73-85], поэтому фрагментам, соответствующим единичным значениям цифровой последовательности, назначают КОСН с одной позицией фазы, а фрагментам, соответствующим нулевым значениям, - с другой позицией фазы. На фиг.2 изображены четыре фрагмента содержащих КОСН. Позиции фаз сигналов первого и третьего фрагментов соответствуют единичному значению ВЦП, а второго и четвертого - нулевому значению. Длина ВЦП составляет от 4 до 100 значений нулей и единиц, расположенных друг за другом любым образом. Один ВЦП определяет значение одного бита логического нуля или единицы. Причем ВЦП, определяющий логический нуль, отличается хотя бы на одно значение в порядке следования нулей и единиц от ВЦП, определяющего логическую единицу.

2. Затем принимают выборку аналогового сигнала z(t). Операция приема аналоговых сигналов без несущей известна и описана, например, в [Шахнович. И. Сверхширокополосная связь. Второе рождение? - ЭЛЕКТРОНИКА: Наука, Технология, Бизнес, 2001, №4, С.8-15]. В качестве примера на фиг.2 показана принятая выборка аналогового сигнала, содержащая четыре КОСН.

3. После чего принятый аналоговый сигнал z(t) оцифровывают, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования, кодирования. Указанные операции известны, и описаны, например, в способе автоматического обнаружения узкополосных сигналов по патенту РФ №2382495 от 20.02.2010 г. В качестве примера на фиг.3 изображены дискретные отсчеты z_i выборки аналогового сигнала z(t) (см. фиг.2).

4. Выборку оцифрованного сигнала z_i предварительно делят на равное число фрагментов таким образом, чтобы длительности всех фрагментов были равны между собой и в пределах каждого фрагмента находился только один КОСН. Операцию деления на равное число фрагментов можно реализовать путем подсчета дискретных отсчетов оцифрованного сигнала z_i. На фиг.3 показан пример деления оцифрованной выборки, представленной в виде дискретных отсчетов z_i, на четыре фрагмента, в соответствии с числом значений ВЦП (см. фиг.1).

5. После чего инвертируют отсчеты фрагментов, номера которых определяют по предварительно заданному ВЦП. Операцию инверсии можно реализовать путем умножения соответствующих дискретных отсчетов z_i на коэффициент равный минус единица. Операции умножения сигналов на нужные коэффициенты известны [см. Справочная книга радиолюбителя-конструктора / А.А. Бокуняев, Н.М. Борисов, Р.Г. Варламов и др.; Под ред. Н.И. Чистякова. - М.: Радио и связь, 1990. с.31]. В качестве примера на фиг.4 показан оцифрованный сигнал, представленный в виде дискретных отсчетов z_i, у которого отсчеты второго и четвертого фрагментов инвертированы.

6. Затем формируют суммарную выборку, для чего суммируют отсчеты всех фрагментов таким образом, что в начале складывают первые отсчеты всех фрагментов, потом вторые и в конце - последние. Операцию суммирования можно реализовать на основе суммирующих устройств. Схемы сумматоров известны [см. У. Титце, К. Шенка «полупроводниковая схемотехника» М.: Мир, 1982, с.329-331]. В качестве примера на фиг.5 показан принцип формирования суммарной выборки z0_i, полученной в результате сложения четырех фрагментов z1_i, z2_i, z3_i, z4_i. Причем первый отсчет суммарной выборки z0, представляет результат суммирования первых отсчетов соответственно фрагментов z1_i, z2_i, z3_i, z4_i. Второй отсчет - соответственно результат суммирования вторых отсчетов и т.д.

7. После чего рассчитывают значение порогового уровня шума, в качестве которого выбирают величину равную удвоенному значению средне-квадратического отклонения отсчетов суммарной выборки G - для положительных значений отсчетов и (-G) - для отрицательных значений отсчетов

Здесь M - число временных отсчетов обрабатываемой выборки сигнала z_i; z_cp - средняя величина значений обрабатываемой выборки сигнала z_i, которую рассчитывают по формуле

Выбор значения порогового уровня шума согласно формуле (1) обеспечит с вероятностью 0,98 тот факт, что амплитудные значения шума не превысят величин G и -G [см. Боровиков В. STATISTICA. Искусство анализа данных на компьютере: Для профессионалов / В. Боровиков - СПб.: Питер, 2003. - 688 с.]. В качестве примера на фиг.5 нанесены уровни, соответствующие величинам G и -G, рассчитанным согласно формуле (1).

8. Решение об обнаружении сигнала принимают по результатам оценки, когда хотя бы один из параметров по абсолютному значению превысит значение порогового уровня шума. В качестве параметров оцифрованного сигнала выбирают его максимальные отрицательное D11=min(z0_i) и положительное D12=max(z0_i) значения. Для принятия решения об обнаружении сигнала значения D11=min(z0_i) и D12=max(z0_i) сравнивают с величинами G и -G. Положительное решение об обнаружении принимается в случае выполнения хотя бы одного из условий:

Операции выбора максимального отрицательного и положительного значений можно реализовать путем сравнения значений z0_i между собой. В качестве примера на фиг.5 показаны параметры сигнала z0_i.

В том случае, когда номера фрагментов, отсчеты которых инвертируют при формировании суммарной выборки, определяют не по предварительно заданному ВЦП, на основе которой формируют фрагменты при передаче сигналов, значения отсчетов суммарной выборки z0_i не будут накапливаться. И более того, их суммарная величина может вообще быть равной нулю. В качестве примера на фиг.6 показан принцип формирования суммарной выборки, когда инверсия второго и четвертого фрагментов не осуществлялась. В результате суммарная выборка содержит только нулевые значения.

Длина ВЦП составляет 4-100 и выбирается из условия обеспечения требуемого отношения сигнал/шум (ОСШ) на входе приемника. Чем большее число фрагментов, содержащих КОСН, суммируется в суммарной выборке z0_i, тем большее значение ОСШ на входе приемника обеспечивается.

Один ВЦП определяет значение одного бита логического нуля или единицы. Чем выше число отличий ВЦП, определяющих бит логического нуля или единицы, тем выше вероятность их правильного различия на входе приемника.

Проведенный эксперимент подтвердил правомерность выбора порогового значения уровня шума, рассчитываемого согласно формуле (1). Эксперимент проводился в соответствии с требованиями получения статистических оценок [Г. Корн, Т. Корн. Справочник по математике. Пер. с англ. - М.: Наука, 1977. стр.638-643].

Таким образом, благодаря новой совокупности существенных признаков обеспечивается обнаружение КОСН в аддитивных шумах высокой интенсивности, за счет возрастания по абсолютной величине амплитудных значений суммарной выборки, формируемой в результате суммирования фрагментов, что и указывает на расширение области применения заявленного способа и может быть применено в СШП короткоимпульсных системах связи, использующих бифазную манипуляцию.