СПОСОБ АВТОМАТИЧЕСКОГО ОБНАРУЖЕНИЯ СИГНАЛОВ

Изобретение относится к радиотехнике, а именно - к способам обнаружения радиосигналов в условиях априорной неопределенности о времени их излучения, и может быть использовано в системах радиоконтроля, работающих в условиях аддитивных шумов высокой интенсивности.

Известен способ обнаружения сигналов, реализованный в обнаружителях, описанных в книге Левина Б.Р. Теоретические основы статистической электротехники М: Сов. радио, 1968, с.345-346, рис.26. Способ основан на нелинейной обработке входной реализации z(t) и заключается в следующем. Входную реализацию раскладывают на квадратурные составляющие, которые затем фильтруют с помощью двух фильтров, согласованных с составляющими сигнала. Затем формируют суммы и разности входных значений в каждой группе фильтров, которые подвергают двухполупериодному квадратичному детектированию. Результаты детектирования суммируют и сравнивают с пороговым уровнем. Решение об обнаружении сигнала принимают в случае превышения суммы про детектированных величин порогового уровня.

Недостатком способа-аналога является то, что он приемлем только в случаях обнаружения сигналов с известными параметрами.

Известен способ обнаружения узкополосных сигналов, реализованный в обнаружителе сигналов по патенту RU №2110150 C1 6 H04B 1/10, G01S 7/292 от 23.01.97 г.

В известном способе принимают аналоговый сигнал z(t), оцифровывают его, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования и кодирования, затем рассчитывают параметры оцифрованного сигнала z_i, для чего формируют цифрованный сигнал z_i-1, сдвинутый относительно z_i на один такт, после этого вычисляют коэффициент корреляции K. Затем рассчитывают параметры оцифрованного сигнала S. После этого сравнивают рассчитанные параметры оцифрованного сигнала S с порогом принятия решения R_пор, который вычисляют, используя дополнительную информацию о математическом ожидании обнаруживаемого сигнала Мс, дисперсии шума и величине порогового значения h. Затем принимают решение о факте обнаружения сигнала, если R_пор<S.

Недостатком известного способа является узкая область применения, так как его реализация возможна только при известных параметрах шума и обнаруживаемых сигналов.

Наиболее близким аналогом по технической сущности к заявленному является способ автоматического обнаружения узкополосных сигналов, описанный в патенте РФ №2382495 от 20.02.2010 г.

В ближайшем аналоге принимают аналоговый сигнал z(t), оцифровывают его, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования и кодирования. Затем рассчитывают параметры оцифрованного сигнала z_i, для чего формируют его спектральное представление F_j путем выполнения над ним преобразования Фурье. После этого рассчитывают пороговый уровень шума U путем вычисления удвоенного значения выборочного среднего компонент спектрального представления F_j. Оценивают уровни каждой из спектральных компонент из последовательности спектрального представления F_j путем их сравнения с вычисленным пороговым уровнем шума U. Затем формируют первую F1_j и вторую F2_j последовательности, соответственно из спектральных компонент F_j, превысивших пороговый уровень шума U и не превысивших его, затем раздельно суммируют компоненты, входящие в первую ΣF1 и вторую ΣF2 последовательности, после чего вычисляют соотношение R, как отношение найденных сумм R=ΣF1/ΣF2 и сравнивают с предварительно заданным пороговым значением R_пор в интервале 0,13-0,15. Решение о факте обнаружения сигнала принимают при условии, что R>R_пор.

Недостатком известного способа является относительно узкая область применения, так как он не позволяет достоверно обнаруживать одиночные сигналы в условиях априорной неопределенности о времени их излучения.

Целью заявленного технического решения является разработка способа, расширяющего область его применения для одиночных радиосигналов в условиях априорной неопределенности о времени их излучения в аддитивных шумах высокой интенсивности без предварительного определения значение параметра R_пор.

Поставленная цель достигается тем, что в известном способе автоматического обнаружения сигналов принимают аналоговый сигнал z(t), оцифровывают его, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования и кодирования, формируют спектральное представление F_j оцифрованного сигнала z_i, затем рассчитывают параметры спектрального представления, оценивают их и по результатам оценки принимают решение о факте обнаружения сигнала. При формировании спектрального представления F_j оцифрованный сигнал z_i предварительно делят на N равных фрагментов, над которыми независимо друг от друга выполняют преобразование Фурье {F1_j,F2_j,…,FN_j}, а для расчета параметров спектрального представления S_j компоненты преобразования Фурье каждого из N фрагментов делят на две равные части и вычисляют сумму значений компонент каждой из частей, после чего вычисленные суммы частей сравнивают между собой, причем решение о факте обнаружения сигнала принимают, если, по крайней мере, в одной из пар частей разница вычисленных сумм превысит предварительно заданное значение G. Значение G выбирают в пределах (9-15%) от величины суммы значений компонент наибольшей из частей каждого из фрагмента. Длительность фрагмента, на который разбивают принятый аналоговый сигнал, выбирают равным длительности обнаруживаемого сигнала.

Благодаря новой совокупности существенных признаков, заключающихся в предварительном разбиении принятого аналогового сигнала на фрагменты, равные длительности обнаруживаемого сигнала, над которыми независимо друг от друга выполняют преобразование Фурье, делении на две равные части и вычислении сумм значений спектральных компонент каждой из частей фрагмента, сравнении между собой значений вычисленных сумм, в заявленном способе обеспечивается обнаружение одиночных радиосигналов в условиях априорной неопределенности о времени их излучения без предварительного определения значения параметра R_пор, что и указывает на расширение области применения заявленного способа и возможности его использования в системах радиоконтроля, работающих в условиях аддитивных шумов высокой интенсивности.

Заявленный способ поясняется чертежами, на которых показаны:

фиг.1. Выборка в 128 дискретных отсчета сигнала z_i без шумов, значительно превышающая временной интервал существования полезного сигнала s_i длительностью 16 отчетов (с 44 отсчета по 55);

фиг.2. Спектральное представление F_j (64 спектральных отсчета) выборки сигнала z_i без шумов длительностью 128 дискретных отсчета;

фиг.3. Спектральное представление F_j (64 спектральных отсчета) выборки сигнала z_i в шумах длительностью 128 дискретных отсчета, при отношении мощности полезного сигнала s_i к мощности шума x_i (ОСШ=1 дБ на длине обрабатываемой выборки z_i;

фиг.4. Спектральное представление F1_j фрагмента z1(t) на длительности существования полезного сигнала s(t) (16 дискретных отсчетов), полученное из выборки сигнала в шумах z(t)=s(t)+x(t) (128 отсчетов) при ОСШ=1 дБ;

фиг.5. Реализация принятого аналогового сигнала z(t) на длительности, соответствующей 128 дискретным отсчетам;

фиг.6. Выборка в 128 дискретных отчетов z_i принятого аналогового сигнала z(t);

фиг.7. Спектральное представление F2_j фрагмента z2(t) на длительности существования полезного сигнала s(t) (16 дискретных отсчетов), полученное из выборки сигнала в шумах z(t)=x(t) (128 отсчетов) при ОСШ=1 дБ;

Существующая проблема автоматического обнаружения одиночных радиосигналов состоит в том, что при отсутствии априорных знаний о времени их излучения (значениях координат на оси времени), обработке подвергают выборки, значительно превышающие по длительности время существования обнаруживаемых полезных радиосигналов.

В условиях отсутствия шумов x(t) принять решение о наличии полезного сигнала s(t) в обрабатываемой выборке z(t) (z(t)=s(t)) не предоставляет трудностей. В качестве примера на фиг.1 представлена выборка дискретных отсчетов z_i=s_i, значительно превышающая временной интервал существования полезного сигнала s_i. На фиг.2 изображено спектральное представление F_j оцифрованного сигнала z_i=s_i. Поскольку форма и положение спектральных компонент F_j на оси частот зависит только от длительности временного интервала существования полезного сигнала s(t) и не зависит от его расположения на оси времени, то в отсутствие шумов x(t) решение о наличии полезного сигнала s(t) в обрабатываемой выборке z(t) можно принимать по наличию доминирующих составляющих в правой части спектрального представления F_j.

В условиях аддитивных шумов высокой интенсивности x(t) в обрабатываемой выборке z(t) (z(t)=s(t)+x(t)), значительно превышающей время существования полезного сигнала s(t), принятие решения о его наличии связано с существенными трудностями, поскольку в спектральном представлении F_j выборки z(t) компоненты, соответствующие полезному сигналу s(t), не являются ярко выраженными на общем фоне спектрального представления F_j. В качестве примера на фиг.3 изображено спектральное представление F_j оцифрованного сигнала z_i=s_i+x_i при ОСШ=1 дБ.

Если же указанным образом обрабатывать фрагмент z1(t) выборки z(t)=s(t)+x(t), длительность которого равна времени существования полезного сигнала s(t), то в спектральном представлении фрагмента F1_j мощность шума x(t) будут определять только те его дискретные отсчеты, которые лежат в пределах временных границ существования полезного сигнала s(t). А поскольку в общем случае длительность выборки z(t) значительно (в несколько раз) превышает длительность фрагмента z1(t), то и результирующее значение ОСШ в спектральном представлении фрагмента F1_j будет выше по отношению к спектральному представлению F_j. Данный результат обусловлен тем, что спектральная плотность мощности шума равномерно распределена по всему частотному диапазону, в то время как у сигнала она сосредоточена в области его значимых частот. Следовательно, уменьшение длительности обрабатываемой выборки z(t), до величины фрагмента z1(t), в пределах которого существует полезный сигнал s(t), позволяет снизить спектральную плотность мощности шума в спектральном представлении фрагмента F1_j, и тем самым обеспечить контрастность спектральных составляющих полезного сигнала s(t) на фоне спектральных компонент шума x(t). В качестве примера на фиг.4 изображено спектральное представление F1_j фрагмента z1(t) на длительности существования полезного сигнала s(t), полученное из выборки z(t)=s(t)+x(t) при ОСШ=1 дБ.

Реализация заявленного способа объясняется следующим образом.

Принимают реализацию в виде аналогового сигнала z(t), например с тракта промежуточной или низкой частоты радиоприемного устройства. Операция приема аналоговых сигналов известна и описана, например, в способе обнаружения узкополосных сигналов по патенту RU №2110150 C1 6 H04B 1/10, G01S 7/292 от 23.01.97 г. На фиг.5 показана реализация принятого аналогового сигнала z(t).

Затем принятый аналоговый сигнал z(t) оцифровывают, для чего последовательно выполняют операции дискретизации, квантования, кодирования. Указанные операции известны и описаны, например, в способе автоматического обнаружения узкополосных сигналов по патенту РФ №2382495 от 20.02.2010 г. На фиг.6 показана выборка оцифрованных отсчетов z_i принятого аналогового сигнала z(t).

После этого формируют спектральное представление F_j оцифрованного сигнала z_i, для чего оцифрованный сигнал z_i предварительно делят на N фрагментов, каждый из которых берут равным длительности обнаруживаемого полезного сигнала s(t), и над каждым из фрагментов независимо друг от друга выполняют преобразование Фурье {F1_j,F2_j,…,FN_j}. Операции преобразования Фурье известны и описаны, например, в способе автоматического обнаружения узкополосных сигналов по патенту РФ №2382495 от 20.02.2010 г. На фиг.6 показан пример деления выборки сигнала z_i на N фрагментов. Длительность каждого из фрагментов zn_i, где n=1, …, N, соответствует длительности существования обнаруживаемого сигнала s_i.

Затем рассчитывают параметры спектрального представления S_j каждого из N фрагментов оцифрованного сигнала z_i. Для этого компоненты преобразования Фурье каждого из N фрагментов делят пополам на две части и вычисляют сумму значений компонент каждой из частей. На фиг.4 показан пример деления спектрального представления оцифрованного сигнала S_j на две равные части. В результате каждый из N фрагментов будет иметь два параметра его спектрального представления ¹S_j (состоит из спектральных компонент первой части) и ²S_j (состоит из спектральных компонент второй части), которые вычисляются согласно следующим выражениям:

где n=1…N - порядковый номер фрагмента, N - число фрагментов разбиения оцифрованного сигнала z_i; j=1…J - порядковый номер компоненты спектрального представления n-го фрагмента оцифрованного сигнала z_i, J - число спектральных компонент, для процедур быстрого преобразования Фурье I/2, где I - количество временных отсчетов оцифрованного сигнала z_i.

После чего независимо для каждого из N фрагментов {F1_j,F2_j,…,FN_j} оцифрованного сигнала z_i вычисленные параметры спектрального представления ¹S_j и ²S_j сравнивают между собой и принимают решение о наличии полезного сигнала s(t) в обрабатываемой выборке z(t), если разница между параметрами спектрального представления ¹S_j и ²S_j хотя бы одного из N фрагментов {F1_j,F2_j,…,FN_j} превысит значение G.

Значение разницы параметров спектрального представления ¹S_j и ²S_j, равное G, находится в диапазоне от (9-15%) и выше величины наибольшей из сумм значений компонент частей каждого из фрагментов. Величина диапазона значений G получена в ходе проведения эксперимента. Эксперимент проводился для спектральных представлений фрагментов сигналов длительностью 8 спектральных отсчета. При этом фрагмент z(t) длительностью 16 отсчетов выбирался из входного сигнала z(t) длительностью 128 отсчетов (длительность полезного сигнала s(t) 16 отсчетов) при ОСШ=1 дБ на длительности z(t). В качестве примера на фиг.7 показаны спектральные компоненты F2_j фрагмента z2_i, не содержащего обнаруживаемый сигнал s_i. Для фрагмента F2_j оценка параметров спектрального представления ¹S2_j и ²S2_j, рассчитанных в соответствии с формулой (1), показывает, что их разница не превышает значения G. Следовательно, фрагмент z2_i не содержит полезный обнаруживаемый сигнал s_i. Эксперимент проводился в соответствии с требованиями получения статистических оценок [Г.Корн, Т.Корн. Справочник по математике. Пер. с англ. - М.: Наука, 1977, стр.638-643]. Если обрабатываемый фрагмент содержит только шум z1(t)=x(t), то в его спектральном представлении F1_j компоненты будут иметь примерно равные амплитудные значения. Это определяется спектральным свойством шума, согласно которому его спектральные компоненты распределяются на частотной оси по нормальному закону (см. фиг.4 и фиг.7).

Таким образом, благодаря новой совокупности существенных признаков в заявленном способе, заключающихся в различии свойств локализации спектральных компонент шума и полезного сигнала в выделенном фрагменте по отношению к принятой реализации, обеспечивается обнаружение одиночных радиосигналов в условиях априорной неопределенности о времени их излучения без предварительного определения значения параметра R_пор, что и указывает на расширение области применения заявленного способа и возможности его использования в системах радиоконтроля, работающих в условиях аддитивных шумов высокой интенсивности.