ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей на биполярных транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны схемы ИУ, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-11]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте RU 2421879 фиг.2. Он содержит источник сигнала 1, связанный с базой первого 2 входного транзистора, эмиттер которого подключен к эмиттеру второго 3 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 5 шиной источника питания, выходной транзистор 6, база которого соединена с источником вспомогательного напряжения 7, а коллектор подключен к коллектору первого 2 входного транзистора, второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером выходного транзистора 6 и первой 5 шиной источника питания, первый 9 и второй 10 частотозадающие резисторы, первый 11 корректирующий конденсатор, вторую 12 шину источника питания, связанную с коллектором второго 3 входного транзистора.

Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник сигнала 1, связанный с базой первого 2 входного транзистора, эмиттер которого подключен к эмиттеру второго 3 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 5 шиной источника питания, выходной транзистор 6, база которого соединена с источником вспомогательного напряжения 7, а коллектор подключен к коллектору первого 2 входного транзистора, второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером выходного транзистора 6 и первой 5 шиной источника питания, первый 9 и второй 10 частотозадающие резисторы, первый 11 корректирующий конденсатор, вторую 12 шину источника питания, связанную с коллектором второго 3 входного транзистора, предусмотрены новые элементы и связи - коллектор выходного транзистора 6 соединен со второй 12 шиной источника питания через первый 9 частотозадающий резистор и связан по переменному току с общей шиной источников питания 13 через последовательно соединенные первый 11 корректирующий конденсатор и второй 14 корректирующий конденсатор, общий узел которых соединен с базой второго 3 входного транзистора и через второй 10 частотозадающий резистор подключен к эмиттеру выходного транзистора 6 и выходу устройства 15.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На чертеже фиг.3 показан ИУ фиг.2 с конкретным выполнением источника вспомогательного напряжения 7 на элементах 16 и 18, соответствующий п.2 формулы изобретения.

На чертеже фиг.4 показан заявляемый ИУ в соответствии с п.3 формулы изобретения, а на чертеже фиг.5 - в соответствии с п.4 формулы изобретения.

На чертеже фиг.6 показана схема ИУ фиг.3 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.

На чертеже фиг.7 приведены логарифмические амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики ИУ фиг.6 в диапазоне частот 0-100 ГГц.

На чертеже фиг.8 приведены логарифмические амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики ИУ фиг.6 в диапазоне частот 0,76-1,5 ГГц.

На чертеже фиг.9 приведена амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.6 в более крупном масштабе.

На чертеже фиг.10 приведена фазо-частотная характеристика ИУ фиг.6 в более крупном масштабе, позволяющая определить его основные параметры на этапе моделирования.

Таблица на фиг.11 характеризует взаимосвязь добротности избирательного усилителя Q фиг.6 с величиной тока I₄ первого 4 токостабилизирующего двухполюсника.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, связанный с базой первого 2 входного транзистора, эмиттер которого подключен к эмиттеру второго 3 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 5 шиной источника питания, выходной транзистор 6, база которого соединена с источником вспомогательного напряжения 7, а коллектор подключен к коллектору первого 2 входного транзистора, второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером выходного транзистора 6 и первой 5 шиной источника питания, первый 9 и второй 10 частотозадающие резисторы, первый 11 корректирующий конденсатор, вторую 12 шину источника питания, связанную с коллектором второго 3 входного транзистора. Коллектор выходного транзистора 6 соединен со второй 12 шиной источника питания через первый 9 частотозадающий резистор и связан по переменному току с общей шиной источников питания 13 через последовательно соединенные первый 11 корректирующий конденсатор и второй 14 корректирующий конденсатор, общий узел которых соединен с базой второго 3 входного транзистора и через второй 10 частотозадающий резистор подключен к эмиттеру выходного транзистора 6 и выходу устройства 15.

На чертеже фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, источник вспомогательного напряжения 7 реализован на основе прямосмещенного p-n перехода 16, включенного между общей шиной источников питания 17 и базой выходного транзистора 6, и токостабилизирующего резистора 18, включенного между второй 12 шиной источника питания и базой выходного транзистора 6.

На чертеже фиг.4, в соответствии с п.3 формулы изобретения, в качестве источника вспомогательного напряжения 7 используется потенциал общей шины источников питания 17, а первый 2 входной транзистор выполнен в виде составного транзистора Дарлингтона.

В технической литературе широко применяется термин «составной транзистор Дарлингтона», под которым понимается два последовательно включенных биполярных транзистора 19, 20 и источник тока 21.

На чертеже фиг.5, в соответствии с п.4 формулы изобретения, в качестве источника вспомогательного напряжения 7 используется потенциал общей шины источников питания 17, причем эмиттер первого 2 входного транзистора подключен к эмиттеру второго 3 входного транзистора через дополнительный прямосмещенный p-n переход 22.

Рассмотрим работу схемы фиг.2.

Источник входного сигнала (u_вх) 1 изменяет эмиттерные токи входных транзисторов 2 и 3. Изменение коллекторного (выходного) тока транзистора 2 приводит к изменению тока, протекающего через частотно-зависимую цепь, образованную резисторами 9, 10 и конденсаторами 11, 14. В силу емкостного делителя, реализованного на конденсаторах 11 и 14, ток, протекающий через резистор 10, имеет частотную характеристику, совпадающую с частотной характеристикой ИУ, при этом его максимальное значение достигается на частоте квазирезонанса f₀, определяемой соотношением только пассивных элементов указанной частотно-зависимой цепи. Выходной ток оговоренной частотно-зависимой цепи (ток через резистор 10) определяет изменение тока эмиттера и коллектора транзистора 6, обеспечивающего реализацию первого контура комплексной обратной связи. В силу указанных выше свойств цепи нагрузки транзисторов 2 и 6 эта обратная связь является вещественной на частоте квазирезонанса ИУ f₀ и, следовательно, ее действие направлено на увеличение добротности схемы Q и ее коэффициента усиления K₀. Однако глубина первого контура указанной обратной связи ограничивается численным значением коэффициента передачи эмиттерного тока транзистора 6 и является недостаточной для реализации больших добротностей. Подключение базы входного транзистора 3 к резистору 10 частотно-зависимой цепи нагрузки транзисторов 2 и 6 в силу синфазного изменения эмиттерных токов транзисторов 2 и 3 и коллекторного тока транзистора 2 и, следовательно, тока частотно-зависимой цепи нагрузки обеспечивает посредством емкостного характера делителя тока, образованного конденсаторами 11 и 14 (аналогичное действию первого контура), изменение тока резистора 10. Следовательно, глубина указанной обратной связи, определяемая коэффициентом передачи транзисторов 2 и 3, направлена на увеличение добротности Q и коэффициента усиления K₀ ИУ без изменения частоты квазирезонанса f₀.

Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.2 как отношение выходного напряжения (выход устройства 15) к входному напряжению u_вх определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем:

где f - частота сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.

Причем:

где С₁₁, С₁₄, R₉, R₁₀ - параметры элементов 11, 14, 9 и 10;

h_11.i - h-параметр выходного транзистора 6 в схеме с общей базой.

Добротность ИУ определяется формулой

где α_i - коэффициент передачи по току эмиттера i-го транзистора;

h_11.i - входное сопротивление i-го транзистора в схеме с общей базой;

- эквивалентное затухание пассивной цепи.

За счет выбора параметров элементов, входящих в формулу (3), можно обеспечить Q>>1.

Формула для коэффициента усиления K₀ в комплексном коэффициенте передачи (1) имеет вид

Важной особенностью схемы является возможность оптимизации параметрической чувствительности добротности. Действительно, как это следует из соотношения (3) при выполнении условия

добротность Q определяется из соотношения

Таким образом, при выборе C₁₁=C₁₄

а численное значение Q зависит от отношения

Отметим, что условие (5) легко реализуется выбором режимов биполярных транзисторов и численным значением сопротивления резистора 10. Так, при условии равенства (эмиттерных) токов и выполнении условия R₁₀=0 достаточно перевести транзисторы в микрорежим, чтобы обеспечить β=2.

Представленные на чертежах фиг.7-фиг.11 результаты моделирования предлагаемого ИУ фиг.6 подтверждают указанные свойства.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K.Schmalz, C.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4.267.518.

4. Патент WO 2003/052925 fig.3.

5. Патентная заявка US 2011/0169568 fig.4.

6. Патент US 7.135.923.

7. Патент US 3.843.343.

8. Патентная заявка US 2008/0122530.

9. Патент US 6.972.624, fig.6А.

10. Патентная заявка US 2011/0109388.

11. Патент US 5.298.802.