ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа вспомогательных, универсальных транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ узкоспециализированных избирательных усилителей на транзисторах, обеспечивающих выделение спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы избирательных усилителей (ИУ) на основе так называемых «перегнутых» каскадов [3-10], которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению (АЧХ) в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется входным корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте US 4.406.990. Он содержит источник входного напряжения 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, база соединена с цепью смещения потенциалов 5, коллектор связан с эмиттером выходного транзистора 6 и через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 8 шиной источника питания, база выходного транзистора 6 подключена к дополнительному источнику напряжения 9, а коллектор соединен с выходом устройства 10 и через первый резистор 11 соединен с первой 4 шиной источника питания.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀=1÷5ГГц).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ диапазона с f₀=1÷5ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник входного напряжения 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, база соединена с цепью смещения потенциалов 5, коллектор связан с эмиттером выходного транзистора 6 и через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 8 шиной источника питания, база выходного транзистора 6 подключена к дополнительному источнику напряжения 9, а коллектор соединен с выходом устройства 10 и через первый резистор 11 соединен с первой 4 шиной источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - между эмиттером входного транзистора 2 и коллектором выходного транзистора 6 включен первый 12 корректирующий конденсатор, коллектор входного транзистора 2 связан с эмиттером выходного транзистора 6 через второй 13 резистор и подключен к источнику входного напряжения 1 через второй 14 корректирующий конденсатор.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 приведена схема заявляемого ИУ фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.

На фиг.4 показана зависимости коэффициента усиления по напряжению и фазового сдвига от частоты ИУ фиг.3 в крупном масштабе, а на фиг.5 - частотная зависимость коэффициента усиления и фазовый сдвиг ИУ фиг.3 в более мелком масштабе.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник входного напряжения 1, входной транзистор 2, эмиттер которого через первый 3 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, база соединена с цепью смещения потенциалов 5, коллектор связан с эмиттером выходного транзистора 6 и через второй 7 токостабилизирующий двухполюсник соединен со второй 8 шиной источника питания, база выходного транзистора 6 подключена к дополнительному источнику напряжения 9, а коллектор соединен с выходом устройства 10 и через первый резистор 11 соединен с первой 4 шиной источника питания. Между эмиттером входного транзистора 2 и коллектором выходного транзистора 6 включен первый 12 корректирующий конденсатор, коллектор входного транзистора 2 связан с эмиттером выходного транзистора 6 через второй 13 резистор и подключен к источнику входного напряжения 1 через второй 14 корректирующий конденсатор.

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник входного сигнала u_вх (1) через входную дифференцирующую цепь, образованную конденсатором 14 и резистором 13, изменяет (в соответствии с указанным законом) входной (эмиттерный) ток транзистора 6. Характер коллекторной нагрузки этого транзистора (резистор 11 и конденсатор 12) обеспечивает интегрирующий закон преобразования этого тока в выходное напряжение ИУ (Вых.u). В этой связи АЧХ ИУ имеет экстремум на частоте квазирезонанса (f₀) и нулевые асимптотические значения коэффициента передачи. Преобразование части выходного напряжения ИУ через конденсатор 12 в дополнительный ток эмиттера транзистора 2 способствует реализации контура регенеративной обратной связи. При этом конденсатор 12 и входное сопротивление транзистора 2 образуют дифференцирующую цепь, а параллельное (по переменному току) соединение конденсатора 14 и резистора 13 - интегрирующую цепь преобразования тока коллектора транзистора 2 в изменения тока эмиттера транзистора 6. Таким образом, характер частотной зависимости вводимого контура обратной связи совпадает с АЧХ и ФЧХ ИУ и, следовательно, действие этой обратной связи направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления К₀ при неизменной частоте квазирезонанса.

Покажем аналитически, что более высокие значения К₀ и Q в рабочем диапазоне частот реализуются в схеме фиг.2.

Действительно, в результате анализа можно найти, что комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле:

где f - частота сигнала;

f₀ - частота квазирезонанаса,

,

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте f₀,

Q - добротность, причем:

α_i - коэффициент передачи по току i-го эмиттера транзистора. Таким образом, численные значения коэффициентов α₂ и α₆ обеспечивают необходимые (требуемые) значения добротности Q и коэффициента усиления K₀ ИУ при постоянном (неизменном) значении его частоты квазирезонанса f₀ (2).

Важнейшим свойством предлагаемой схемы ИУ является возможность параметрической оптимизации ее элементной чувствительности при относительно небольшой добротности. Как видно из (4) при реализации условия

добротность достигает максимального значения

В схеме фиг.2 обеспечивается возможность структурной оптимизации как добротности Q, так и ее чувствительности. Действительно, в рассматривающем случае

Коэффициенты параметрической чувствительности при выполнении условия (5):

При этом частота квазирезонанса (2) и ее параметрическая чувствительность сохраняются неизменными.

Как видно из чертежа фиг.3, на котором показана практическая реализация схемы фиг.2, сформулированные выше условия легко реализуются на базе комплементарных биполярных транзисторов, обеспечивающих преобразование входного напряжения u_вх во входной ток i_вх.1.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.4, фиг.5. Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀ и повышенными величинами добротности Q при низкой параметрической чувствительности и, следовательно, высокой стабильностью его частотных характеристик.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N. Prokopenko, A. Budyakov, K; Schmalz, C. Scheytt, P. Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4.406.990, fig.3, fig.2.

4. Патент US 6.734.937, fig.7.

5. Патент US 4.600.893, fig.6.

6. Патент US 6.448.853, fig.5.

7. Патент US 5.091.701 fig.1.

8. Патент US 7.560.987 fig.15.6.

9. Патент US 3.644.838.

10. Патент US 4.649.352 fig.1.