Результат интеллектуальной деятельности: ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей на биполярных транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны схемы ИУ, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-11]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте RU 2421879 - фиг.2. Он содержит источник входного напряжения 1, подключенный ко входу преобразователя «напряжение-ток» 2, входной транзистор 3, коллектор которого подключен к выходу преобразователя «напряжение-ток» 2, источник вспомогательного напряжения 4, связанный с базой входного транзистора 3, первый 5 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером входного транзистора 3 и первой 6 шиной источника питания, первый 7 и второй 8 частотозадающие резисторы, первый корректирующий конденсатор 9, вторую 10 шину источников питания.

Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе - фиг.1, содержащем источник входного напряжения 1, подключенный ко входу преобразователя «напряжение-ток» 2, входной транзистор 3, коллектор которого подключен к выходу преобразователя «напряжение-ток» 2, источник вспомогательного напряжения 4, связанный с базой входного транзистора 3, первый 5 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером входного транзистора 3 и первой 6 шиной источника питания, первый 7 и второй 8 частотозадающие резисторы, первый корректирующий конденсатор 9, вторую 10 шину источников питания, предусмотрены новые элементы и связи - коллектор входного транзистора 3 связан со второй 10 шиной источника питания через первый 7 частотозадающий резистор и подключен к общей шине источников питания 11 через последовательно соединенные первый 9 и второй 12 корректирующие конденсаторы, общий узел которых является выходом устройства 13, между выходом устройства 13 и эмиттером входного транзистора 3 включены последовательно соединенные второй 8 частотозадающий резистор и дополнительный прямосмещенный p-n-переход 14, общий узел которых связан с базой первого 15 дополнительного транзистора, эмиттер дополнительного транзистора 15 подключен к эмиттеру входного транзистора 3, а его коллектор связан со второй 10 шиной источника питания.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 и п.2 формулы изобретения.

На фиг.3 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.3 и п.4 формулы изобретения.

На фиг.4 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.3 и п.5 формулы изобретения.

На фиг.5 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.6 формулы изобретения.

На фиг.6 приведена схема ИУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования Cadence (техпроцесс SG25H1).

На фиг.7 показаны ЛАЧХ и ФЧХ ИУ фиг.6 в диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц при R21=210 Ом, С1=300 фФ.

На фиг.8 приведены ЛАЧХ и ФЧХ ИУ фиг.6 в более узком диапазоне частот (от 100 МГц до 10 ГГц) при R21=210 Ом, С1=300 фФ.

На фиг.9 приведена схема ИУ фиг.5 в среде компьютерного моделирования Cadence (техпроцесс SG25H1).

На фиг.10 показаны ЛАЧХ и ФЧХ ИУ фиг.5 в диапазоне частот от 1 кГц до 100 ГГц при R21=200 Ом, С1=300 фФ.

На фиг.11 приведены ЛАЧХ и ФЧХ ИУ фиг.5 в более узком диапазоне частот (от 100 МГц до 10 ГГц) при R21=200 Ом, С1=300 фФ.

Фиг.12 иллюстрирует зависимость добротности Q и частоты квазирезонанса f₀ ИУ фиг.5 от сопротивления резистора R21.

На фиг.13 приведена зависимость добротности Q и резонансной частоты f₀ схемы ИУ фиг.5 от емкости С1 и С2 (при С1=С2=параметр С).

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник входного напряжения 1, подключенный ко входу преобразователя «напряжение-ток» 2, входной транзистор 3, коллектор которого подключен к выходу преобразователя «напряжение-ток» 2, источник вспомогательного напряжения 4, связанный с базой входного транзистора 3, первый 5 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером входного транзистора 3 и первой 6 шиной источника питания, первый 7 и второй 8 частотозадающие резисторы, первый корректирующий конденсатор 9, вторую 10 шину источников питания. Коллектор входного транзистора 3 связан со второй 10 шиной источника питания через первый 7 частотозадающий резистор и подключен к общей шине источников питания 11 через последовательно соединенные первый 9 и второй 12 корректирующие конденсаторы, общий узел которых является выходом устройства 13, между выходом устройства 13 и эмиттером входного транзистора 3 включены последовательно соединенные второй 8 частотозадающий резистор и дополнительный прямосмещенный p-n-переход 14, общий узел которых связан с базой первого 15 дополнительного транзистора, эмиттер дополнительного транзистора 15 подключен к эмиттеру входного транзистора 3, а его коллектор связан со второй 10 шиной источника питания.

На фиг.2, в соответствии с п.2 формулы изобретения, общий узел второго 8 частотозадающего резистора и дополнительного прямосмещенного p-n-перехода 14 связан со второй 10 шиной источника питания через второй 16 токостабилизирующий двухполюсник.

На фиг.3, в соответствии с п.3 формулы изобретения, выход устройства 13 подключен ко второй 10 шине источника питания через третий 17 токостабилизирующий двухполюсник.

Кроме этого, на фиг.3, в соответствии с п.4 формулы изобретения, в качестве источника вспомогательного напряжения 4 используется потенциал общей шины источников питания 11.

На фиг.4, в соответствии с п.5 формулы изобретения, выход устройства 13 связан с общей шиной источников питания 11 через последовательно соединенные четвертый 20 токостабилизирующий двухполюсник и эмиттерно-базовый переход второго 21 дополнительного транзистора, коллектор второго 21 дополнительного транзистора соединен со вспомогательным выходом устройства 22 и подключен ко второй 10 шине источника питания через вспомогательный резистор нагрузки 23, причем входной транзистор 3 выполнен в виде составного транзистора 3, содержащего биполярный транзистор 24, в эмиттер которого включены вспомогательный резистор 25 и прямосмещенный p-n-переход 26.

На фиг.5, в соответствии с п.6 формулы изобретения, коллектор дополнительного транзистора 15 связан со второй 10 шиной источника питания через вспомогательный резистор 27 и соединен со вспомогательным выходом устройства 28.

Рассмотрим работу схемы фиг.2.

Источник входного сигнала u_вх (1) посредством входного преобразователя «напряжение-ток» 2 изменяет ток коллекторной цепи транзистора 3. Характер коллекторной нагрузки этого транзистора, образованной резисторами 7 и 8, а также конденсаторами 9 и 12, обеспечивает преобразование этого тока в ток резистора 8 выходной цепи. При этом наличие емкостного делителя, образованного конденсаторами 9 и 12, обеспечивает функциональную зависимость этого тока, соответствующую частотным характеристикам избирательного усилителя. Действительно, конденсатор 9 уменьшает этот ток в области нижних частот (f<f₀), где f₀ является частотой квазирезонанса ИУ, а конденсатор 12 уменьшает выходное напряжение в области верхних частот (f>f₀). Таким образом, используемая коллекторная нагрузка обеспечивает необходимый вид амплитудных и фазочастотных характеристик схемы.

Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.2 как отношение выходного напряжения (выход устройства 13) к входному напряжению u_вх (1) определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем:

где f - частота входного сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса избирательного усилителя;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

К₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.

Причем:

где С₉, C₁₂, R₇, R₈ - параметры элементов 9, 12, 7 и 8;

r=[h_11.3(1+m)+h_11.14]||R₁₆ - эквивалентное входное сопротивление в цепи базы транзистора 15, образованное параллельным включением двух импедансов;

h_11.i - h-параметр i-го транзистора (в т.ч. p-n-перехода 14) в схеме с общей базой;

m - число параллельно включенных эмиттеров элементарных транзисторов, образующих транзистор 15.

Добротность ИУ определяется формулой

где α₃ - коэффициент передачи по току эмиттера транзистора 3; m - число эмиттеров транзистора 15;

- эквивалентное затухание пассивной частотозависимой цепи.

За счет выбора параметров элементов, входящих в формулу (3), можно обеспечить Q>>1.

Формула для коэффициента усиления K₀ в комплексном коэффициенте передачи (1) имеет вид

где S₂ - крутизна входного преобразователя «напряжение-ток» 2.

Важной особенностью схемы является возможность оптимизации ее параметрической чувствительности.

Оптимальным соотношением является равенство емкостей конденсаторов 9 и 12 (C₉=С₁₂). В этой связи необходимое значение добротности Q может быть реализовано как структурно (выбором числа эмиттерных переходов (m) транзистора 15), так и параметрически - установлением определенного соотношения между сопротивлениями резисторов 7 (R₇) и 8 (R₈) ((R₈+r)/R₇=k). В этом случае параметрическая чувствительность добротности

определяется коэффициентом отношения сопротивлений резисторов 7 и 8 (коэффициентом k).

Например, уменьшение указанного отношения резисторов k до уровня Q/2 переводит настоящую схему в разряд низкочувствительных. Действительно, как это следует из (3), при условии выбора площадей эмиттерных переходов транзисторов 15 и 3 и, следовательно, чувствительности α₃ (1+m)=1

;

переводят параметр Q в разряд не доминирующих по степени его влияния на частотные характеристики ИУ. В этом случае условие

является достаточным для реализации требуемой добротности Q.

Кроме этого численное значение числа (m) эмиттеров транзистора 15:

позволяет получить заданное значение добротности Q при условии равнономинальности цепи (k=1). Действительно при m=2, k=1

где - коэффициент усиления по току базы.

Отметим, что условие k=1 связано с минимизацией влияния частотных свойств биполярных транзисторов схемы на частоту квазирезонанса ИУ f₀ и его добротность Q. Что касается чувствительности (5), то она влияет на нестабильность параметров ИУ только через погрешность, обусловленную неидентичностью резистивных элементов (ΔΘ_R), которая для современных технологий значительно меньше относительных отклонений этих элементов, обуславливающих стабильность частоты квазирезонанса f₀.

Развитие этого принципа показано на фиг.4. Когда в соответствии с соотношением (8) в схему ИУ вводится избыточное число эмиттерных переходов транзистора 15, в этом случае согласно (3) дополнительные эмиттерные цепи транзистора 3 (переход 26 и резистор 25) изменяют эквивалентное значение r, направленное на обеспечение требуемого значения k. При этом часть тока, протекающего через резистор 8, может быть использована для организации выходной цепи ИУ. В этом случае в соотношениях (2)-(4) необходимо R₈+r заменить на следующее выражение

а в (3) параметр

В схеме фиг.5 вспомогательным инвертирующим выходом устройства 28 является коллектор транзистора 15 (Вых.^*). В ряде случаев это свойство схемы фиг.5 оказывается весьма полезным, так как обеспечивает привязку выхода ИУ к шине питания 10.

Реализация ИУ по схеме ИУ фиг.3 обеспечивает уменьшение общей площади применяемых резисторов в сравнении со схемой ИУ фиг.2.

В избирательном усилителе фиг.4 выходной буферный усилитель реализован на базе каскада с общей базой на транзисторе 21.

Сравнительный анализ показывает, что каждая из рассмотренных выше схем ИУ имеет присущие только ей достоинства, которые могут играть доминирующую роль при проектировании конкретных изделий.

Кроме этого, все модификации заявляемого ИУ реализуются на n-p-n-транзисторах, что является их существенным преимуществом, например, при построении радиационно-стойких изделий.

Представленные на фиг.7-фиг.8, а также фиг.10-фиг.13 результаты моделирования предлагаемого ИУ подтверждают указанные свойства заявляемых схем.

Таким образом, предлагаемые схемотехнические решения ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления К_о на частоте квазирезонанса f₀, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N. Prokopenko, A. Budyakov, K. Schmalz, C. Scheytt, P. Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K. Schmalz, C. Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л. Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4.267.518.

4. Патент WO 2003/052925 fig.3.

5. Патентная заявка US 2011/0169568 fig.4.

6. Патент US 7.135.923.

7. Патент US 3.843.343.

8. Патентная заявка US 2008/0122530.

9. Патент US 6.972.624, fig.6A.

10. Патентная заявка US 2011/0109388.

11. Патент US 5.298.802.