ИЗБИРАТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа вспомогательных, универсальных транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ узкоспециализированных избирательных усилителей на трех-четырех транзисторах, обеспечивающих выделение спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы каскодных избирательных усилителей (ИУ) с выходным эмиттерным повторителем [3-7], которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению (АЧХ) в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется входным корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте ES 2079397, fig.9. Он содержит первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через первый 2 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 3 шиной источника питания, база подключена к первому 4 источнику дополнительного напряжения, а коллектор связан с эмиттером согласующего транзистора 5, второй источник дополнительного напряжения 6, соединенный с базой согласующего транзистора 5, выходной транзистор 7, коллектор которого связан со второй 8 шиной источника питания, эмиттер подключен к потенциальному выходу устройства 9, а база соединена с коллектором согласующего транзистора 5 и через первый вспомогательный резистор 10 связана со второй 8 шиной источника питания, второй 11 токостабилизирующий двухполюсник, первый вывод которого связан с эмиттером выходного транзистора 7, а второй вывод подключен к первой 3 шине источника питания.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность - амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀=1÷5 ГГц).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ диапазона с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через первый 2 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 3 шиной источника питания, база подключена к первому 4 источнику дополнительного напряжения, а коллектор связан с эмиттером согласующего транзистора 5, второй источник дополнительного напряжения 6, соединенный с базой согласующего транзистора 5, выходной транзистор 7, коллектор которого связан со второй 8 шиной источника питания, эмиттер подключен к потенциальному выходу устройства 9, а база соединена с коллектором согласующего транзистора 5 и через первый вспомогательный резистор 10 связана со второй 8 шиной источника питания, второй 11 токостабилизирующий двухполюсник, первый вывод которого связан с эмиттером выходного транзистора 7, а второй вывод подключен к первой 3 шине источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - между коллектором первого 1 входного транзистора и общей шиной источников питания включен по переменному току первый 12 корректирующий конденсатор, а между первым выводом второго 11 источника опорного тока и эмиттером первого 1 входного транзистора включен второй 13 корректирующий конденсатор, причем общий узел второго 13 корректирующего конденсатора и первого вывода второго 11 источника опорного тока соединен с токовым входом 14 устройства.

Схема избирательного усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На чертеже фиг.3 показана схема ИУ фиг.2 в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На чертеже фиг.4 показан ИУ фиг.3, в котором используется преобразователь 11 входного напряжения u_вх во входной ток i_вх устройства, а также показано конкретное исполнение источников дополнительных напряжений 4, 6.

На чертеже фиг.5 показан ИУ фиг.4 (фиг.3), в котором преобразователь 11 входного напряжения u_вх во входной ток устройства i_вх выполнен на основе дифференциального каскада (элементы 20, 21, 22).

На чертеже фиг.6 приведена схема заявляемого ИУ фиг.5 в среде Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.

На чертеже фиг.7 показана зависимость коэффициента усиления по напряжению от частоты ИУ фиг.6 в крупном масштабе, а на чертеже фиг.8 - частотная зависимость коэффициента усиления ИУ фиг.6 в более мелком масштабе.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит первый 1 входной транзистор, эмиттер которого через первый 2 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 3 шиной источника питания, база подключена к первому 4 источнику дополнительного напряжения, а коллектор связан с эмиттером согласующего транзистора 5, второй источник дополнительного напряжения 6, соединенный с базой согласующего транзистора 5, выходной транзистор 7, коллектор которого связан со второй 8 шиной источника питания, эмиттер подключен к потенциальному выходу устройства 9, а база соединена с коллектором согласующего транзистора 5 и через первый вспомогательный резистор 10 связана со второй 8 шиной источника питания, второй 11 токостабилизирующий двухполюсник, первый вывод которого связан с эмиттером выходного транзистора 7, а второй вывод подключен к первой 3 шине источника питания. Между коллектором первого 1 входного транзистора и общей шиной источников питания включен по переменному току первый 12 корректирующий конденсатор, а между первым выводом второго 11 источника опорного тока и эмиттером первого 1 входного транзистора включен второй 13 корректирующий конденсатор, причем общий узел второго 13 корректирующего конденсатора и первого вывода второго 11 источника опорного тока соединен с токовым входом 14 устройства.

На чертеже фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, коллектор первого 1 входного транзистора соединен с эмиттером согласующего транзистора 5 через первый 15 дополнительный резистор, а первый вывод второго 11 токостабилизирующего двухполюсника связан с эмиттером выходного транзистора 7 через второй 16 дополнительный резистор.

На чертеже фиг.4 показан ИУ фиг.3, в котором используется преобразователь 11 входного напряжения (u_вх, 19) во входной ток i_вх устройства, а также показано конкретное исполнение источников дополнительных напряжений 4, 6, которые в частном случае реализованы на p-n переходах 17 и резисторе 18.

На чертеже фиг.5 показан ИУ фиг.4 (фиг.3), в котором преобразователь 11 входного напряжения (u_вх, 19) во входной ток устройства (i_вх) выполнен на основе классического дифференциального каскада (элементы 20, 21, 22).

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник входного сигнала в виде задающего тока i_вх посредством входной дифференцирующей цепи, образованной конденсатором 13 и входными сопротивлениями транзисторов 1 и 7, изменяет эмиттерный ток входного транзистора 1, нагрузочная цепь которого, состоящая из конденсатора 12 и входного сопротивления транзистора 5, обеспечивает его интегрирующее преобразование в приращение эмиттерного и коллекторного тока транзистора 5. Активное сопротивление нагрузки транзистора 5 реализует масштабное преобразование этого приращения во входное напряжение и ток базы транзистора выходной цепи 7. Емкостной характер эмиттерной (выходной) цепи схемы в совокупности с указанными выше преобразованиями входного сигнала обеспечивает реализацию полосно-пропускающей характеристики ИУ, амплитудно-частотная характеристика которого имеет максимум на частоте квазирезонанса f₀. Взаимодействие выходной цепи 9 с разделительным конденсатором 13 и, следовательно, эмиттерной цепью транзистора 1 способствует организации контура регенеративной обратной связи, которая в области нижних частот (f<<f₀) (в силу характера проводимости конденсатора 13) имеет реактивный характер и в силу блокирующих свойств конденсатора 12 в области верхних частот (f>>f₀) сохраняет свои реактивные свойства. Таким образом, обратная связь оказывается вещественной только на частоте квазирезонанса, чем и объясняется увеличение добротности схемы Q и ее коэффициента усиления К₀. В силу масштабного преобразования тока коллектора транзистора 5 во входной ток транзистора 7, глубина этой вещественной обратной связи не только не влияет на частоту квазирезонанса ИУ, но и непосредственно определяет численное значение Q и К₀.

Покажем аналитически, что более высокие значения К₀ и Q в рабочем диапазоне частот реализуются в схеме фиг.2.

Действительно, в результате анализа можно найти, что комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле:

где f - частота сигнала;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

К₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.

Анализ схемы фиг.2 приводит к следующим соотношениям:

τ₁=C₁₂h_11.5, τ₂=C₁₃(h_11.1+h_11.7)

где h_11.i - входное сопротивление i-го транзистора;

α_i - статический коэффициент передачи тока эмиттера i-го транзистора.

Как видно из (4) и (3), соотношение между R₁₀ и h_11.5 обеспечивает реализацию любого необходимого значения добротности Q и коэффициента усиления К₀ схемы ИУ при сохранении неизменного значения частоты квазирезонанса f₀. Одним из важных свойств ИУ фиг.2 является возможность параметрической оптимизации его чувствительности при ограниченных значениях добротности. Как видно из (4), при реализации условия R₁₀=h_11.5 (замена R₁₀ на прямосмещенный переход)

Поэтому реализация условия

обеспечивает

При параметрических чувствительностях

Кроме этого, схема ИУ фиг.2 может иметь τ₁=τ₂, что способствует увеличению ее динамичного диапазона. В этом случае

Следовательно, выполнение условия R₁₀=2h_11.5 (в коллекторной цепи транзистора 5 используется два прямосмещенных перехода) обеспечивает реализацию высокой добротности

которая определяется статическим коэффициентом усиления по току базы β используемых транзисторов.

Важной особенностью схемы является возможность режимной настройки ее частоты квазирезонанса f₀. Как видно из (2) при условии, что h_11.i≈φ_т/I_э

где I_i - ток i-го токостабилизирующего двухполюсника.

Как видно из полученного соотношения токи I₂ и I₁₁ могут использоваться и для цепей реализации перестраиваемого ИУ с коррекцией закона управления.

При этом частота квазирезонанса (2) и ее параметрическая чувствительность сохраняются неизменными.

Как видно из чертежа фиг.3, на котором показана практическая реализация схемы фиг.2, сформулированные выше условия легко реализуются на базе входного преобразователя «напряжение-ток» (дифференциального каскада), обеспечивающего преобразование входного напряжения u_вх во входной ток i_вх.1 избирательного усилителя.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.7, фиг.8.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления К₀ на частоте квазирезонанса f₀ и повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент ES 2079397, fig.9.

4. Патентная заявка US 2010/0283543, fig.1.

5. Патентная заявка US 2010/0283542, fig.2.

6. Патент US 7633344, fig.1.

7. Ежков Ю.А. «Справочник по схемотехнике усилителей», М.: ИП «РадиоСофт», 2002 г., стр.113, рис.6.18.