Антенна малогабаритная быстроперестраиваемая

Изобретение относится к области антенн радиосвязи и может быть использовано при создании, преимущественно, малогабаритных вертикально поляризованных быстро перестраиваемых в широкой полосе частот антенн различного назначения, в основном, для подвижных и стационарных средств морского и наземного базирования при работе, предпочтительно, в СВ, KB и УКВ диапазонах.

В качестве таких антенн, в основном, используются антенны штыревого типа в виде проводящего штыря, входная клемма которого расположена либо непосредственно над проводящей поверхностью, либо над проводящей колонкой. Кроме того, имеется и ряд других вариантов исполнения этих антенн. Данные антенны, в определенной степени, идентичны по направленности излучаемого поля (имеют практически круговую диаграмму направленности в горизонтальной плоскости и одно- или двухлепестковую диаграммы в вертикальной плоскости). Ввиду слабой направленности этих антенн и незначительных потерь в излучающих элементах за критерий их работоспособности, в подавляющем большинстве случаев, выбирается доля номинальной мощности передатчика, уходящая в антенну. Важной, но трудно преодолимой проблемой разработки таких антенн является разрешение противоречий между минимизацией их габаритов и расширением рабочей полосы частот по указанному критерию. Принцип действия подобных антенн описан в целом ряде источников, например, в [1, 2, 3, 4].

В качестве аналогов к предлагаемому изобретению можно отнести следующие изобретения:

- Индуктивно-емкостная антенна [5]. Антенна содержит два основных элемента, один из которых выполнен в виде плоской катушки индуктивности, а другой - в виде токопроводящей поверхности на диэлектрической трубе, выполняющей функцию конденсаторной обкладки.

- Антенна малогабаритная емкостная с согласующей катушкой индуктивности [6]. В данной антенне, в отличие от предыдущей, изменены точки подключения токопроводящих цилиндров и введена подстроенная катушка.

- Антенна [7] содержит емкостной элемент в виде двух соосно расположенных токопроводящих цилиндров и катушку индуктивности.

Недостатком указанных аналогов является сложность и ненадежность конструкции, особенно, в условиях вибрации, ветровых, ледовых и температурных нагрузок.

Ближайшим аналогом (прототипом) заявленного изобретения является антенна с регулируемым распределением тока [1].

Прототип состоит из вертикальной части и прямолинейной горизонтальной части отрезка коаксиального проводника, разделенных условным сечением, при этом к центральной жиле торца вертикальной части подключен излучатель, в результате чего сечение торца вертикальной части является антенным входом, при этом горизонтальная часть расположена около горизонтальной проводящей подстилающей поверхности на расстоянии менее четверти наименьшей длины волны рабочего диапазона, а внешняя поверхность торца горизонтальной части замкнута на горизонтальную проводящую подстилающую поверхность, в результате чего горизонтальная часть совместно с подстилающей поверхностью образует короткозамкнутый шлейф (далее - шлейф), при этом внешняя поверхность условного сечения является незаземленной клеммой шлейфа, а ближайшая к ней локальная область подстилающей поверхности является заземленной клеммой шлейфа, в результате чего зазор между этими клеммами является входом шлейфа, а сечение торца горизонтальной части является входом антенного тракта.

Эквивалентная электрическая схема прототипа представлена на фиг. 1. На этом чертеже вертикальная часть коаксиального проводника (КП) 1 представлена проводником 1 (далее - проводник 1), нижний конец которого замкнут на горизонтальную проводящую поверхность 2 через реактивное сопротивление 3, равное сопротивлению X входа шлейфа, а верхний конец проводника 1 соединен с клеммой 4 антенного входа 5, к другой клемме 6 которого подключен нижний конец вертикального проводника 7 (далее - проводник 7), представляющего собой излучатель прототипа.

Учитывая, что антенна-прототип слабонаправленная и что в ней нет поглощающих элементов, критерием настройки такой антенны в режиме передачи может быть доля η_a номинальной мощности передатчика, уходящая в антенный вход 5 (Фиг. 1).

Пользуясь эквивалентной электрической схемой (Фиг. 1), покажем, что при фиксированных размерах проводников 1 и 7 рабочая полоса прототипа и, следовательно, коэффициент перекрытия частотного диапазона имеют существенные ограничения.

Допустим, η_а≥0,45. Обозначим коэффициент стоячей волны (КСВ) на антенном входе 5 как K_а. В соответствии с известным выражением [2] .

Исходя из этого выражения, данный критерий будет выполнен на любой частоте ƒ при K_a(ƒ)≤MK(ƒ)=6,74, где МК(ƒ) - максимально допустимое значение КСВ на частоте.

В качестве примера, допустим, что в эквивалентной электрической схеме прототипа длина проводника 7 составляет 2 м при диаметре 30 мм, а длина проводника 1 составляет 1 м при диаметре 60 мм. Определим минимальную частоту (максимальную длину волны), при которой достигается принятый критерий настройки.

Воспользовавшись программой компьютерного моделирования «MMANA» [8], определяем, что при изменении сопротивления X от минус до плюс бесконечности нижний частотный предел настройки такой антенны по данному критерию будет соответствовать величине X=Х₀=403,5 Ом и составит mƒ₀=8,4 МГц (длина волны λ₀=12,908 м); а шлейф, соответствующий величине X₀, будет иметь длину S=23,24 м.

Однако реальные шлейфы имеют некоторые потери, ввиду чего нижний частотный предел несколько изменится. Так, например, при использовании шлейфа указанной длины с волновым сопротивлением w=200 Ом и с такими же потерями, как в кабеле РК-50-7-22, мы получим [2] близкие к реальным зависимости K_a(ƒ), приведенные на фиг. 2 и 3 (сплошная линия). На этих же чертежах приведены их максимально допустимые значения MK(ƒ) (пунктир), удовлетворяющие выбранному критерию η_а.

Из этих графиков видно, что при почти нулевой полосе сигнала минимальная частота (Фиг. 2) m(ƒ)=9,6 МГц (максимальная длина волны Мλ=31,25 м). Максимальная же частота (Фиг. 3) Mƒ=59,159 МГц (минимальная длина волны mλ=5,071 м). Однако данная полоса [mƒ; Mƒ] не является сплошной, т.к. внутри нее имеется лишь десять весьма узких рабочих участков, где K_a(ƒ) ниже максимально допустимого предела MK(ƒ):

- 14,087 МГц с полосой 175 кГц;

- 19,866 МГц с полосой 471 кГц;

- 25,61 МГц с полосой 966 кГц;

- 29,087 МГц с полосой 92 кГц;

- 31,179 МГц с полосой 1745 кГц;

- 36,672 МГц с полосой 2289 кГц;

- 42,595 МГц с полосой 990 кГц;

- 47,611 МГц с полосой 1277кГц;

- 53,322 МГц с полосой 770 кГц;

- 54,694 МГц с полосой 109 кГц.

Общая суммарная полоса этих рабочих участков и есть максимально возможная рабочая полоса прототипа Δƒp=8,6 МГц. Следовательно, максимально возможный коэффициент перекрытия частотного диапазона - .

Обобщая полученный результат, необходимо отметить, что принятое соотношение размеров проводников 1 и 7 (Фиг. 1) является оптимальным, т.к. дает наименьшие габариты и наибольший коэффициент перекрытия частотного диапазона прототипа относительно минимальной частоты mƒ₀ независимо от конкретных значений критерия настройки.

Так как общая высота данного прототипа Н=3 м, длина шлейфа S=23,24 м, а максимальная длина волны Mλ=31,25 м, то Мλ/Н=10,42, a Mλ/S=1/345, т.е. (в силу электродинамического подобия [9]) высота Н прототипа будет больше Мλ/10,42, а длина шлейфа S - больше Мλ/1,345, при этом коэффициент перекрытия рабочего диапазона ξ будет меньше Мξ=0,896.

Необходимо добавить, что на ряде объектов нельзя применить конструкцию шлейфа прототипа из-за отсутствия проводящей поверхности в виде горизонтальной плоскости.

Таким образом, недостатками прототипа являются: большие габариты, малый коэффициент перекрытия рабочего диапазона и наличие ограничений применения.

Задача изобретения - усовершенствование антенного устройства.

Технические результаты:

- уменьшение ограничений по габаритам и увеличение коэффициента перекрытия рабочего диапазона частот по критерию «доля номинальной мощности радиопередатчика, уходящая в антенну», частичное устранение ограничений применения;

- снижение требований к размещению антенны на объектах установки.

Для достижения первого заявленного технического результата в антенне малогабаритной быстроперестраиваемой (Фиг. 4), содержащей части 8 и 9 отрезка коаксиального проводника, разделенного условным сечением 10, к центральной жиле торца 11 части 8 подключен излучатель 12, в результате чего сечение торца 11 является антенным входом. Часть 9 расположена около проводящей поверхности 13 на расстоянии менее четверти наименьшей длины волны рабочего диапазона, торец 14 внешней поверхности части 9 замкнут на проводящую поверхность 13, в результате чего внешняя поверхность части 9 совместно с проводящей поверхностью 13 образует короткозамкнутый шлейф 15. При этом внешняя поверхность условного сечения 10 является незаземленной первой клеммой короткозамкнутого шлейфа 15, ближайшая к ней локальная область 16 проводящей поверхности 13 является заземленной второй клеммой короткозамкнутого шлейфа 15. Зазор 17 между клеммами 10 и 16 является входом короткозамкнутого шлейфа 15, в результате сечение торца 14 части 9 является входом антенного тракта. В отличие от прототипа часть 8 выполнена в виде вертикальной спирали, а короткозамкнутый шлейф 15 содержит контакты 18, обеспечивающие возможность его замыкания по заданной длине, при этом к незаземленной клемме 10 шлейфа 15 подключен вертикальный проводник 19 с контактами 20 по его длине, обеспечивающими возможность замыкания проводника 19 на различные витки спирали части 8, при этом проводящая поверхность 13 имеет произвольную форму, определяемую объектом установки антенны.

Для достижения второго заявленного технического результата вариант малогабаритной быстроперестраиваемой антенны (Фиг. 5) содержит части 8 и 9 отрезка коаксиального проводника, разделенного условным сечением 10, так что к центральной жиле торца 11 части 8 подключен излучатель 12, в результате чего сечение торца 11 является антенным входом. При этом часть 9 расположена изолированно от проводящей поверхности 13, а ее внешняя поверхность является прямым проводом короткозамкнутого шлейфа 15, при этом сечение торца 14 части 9 является входом антенного тракта, а внешняя поверхность условного сечения 10 является незаземленной клеммой короткозамкнутого шлейфа 15. В отличие от прототипа к внешней поверхности торца 14 подключен один конец проводника 21, расположенного на расстоянии менее четверти длины волны от части 9, так, что второй конец проводника 21, расположенный напротив условного сечения 10, образует заземленную клемму 22, замкнутую на ближайшую локальную область 16 проводящей поверхности 13, в результате чего зазор 17 между клеммами 10 и 22 является входом короткозамкнутого шлейфа 15, который содержит контакты 18, обеспечивающие возможность замыкания шлейфа 15 по заданной длине. Сечение торца 14 части 9 является входом антенного тракта, при этом часть 8 выполнена в виде вертикальной спирали, а к незаземленной клемме 10 короткозамкнутого шлейфа 15 подключен вертикальный проводник 19 с контактами 20 по его длине, обеспечивающими возможность замыкания проводника 19 на различные витки спирали части 8, а проводящая поверхность 13 имеет произвольную форму, определяемую объектом установки антенны.

Для пояснения принципа действия предложенного устройства предварительно рассмотрим свойства входного сопротивления Z_Σ прототипа (пользуясь его эквивалентной электрической схемой (фиг.1) с раннее указанными размерами проводника (штыря) 7 (2 м) и проводника 1 (1 м). Сопротивление Z_Σ (между клеммами 4 и 6) представляет собой сумму сопротивлений штыря 7 и проводника 1. В качестве примера, на фиг. 6 приведены зависимости вещественных (R_k; R_h) и мнимых (X_k; X_h) частей, соответственно, сопротивлений колонки и штыря от частоты при нулевой длине шлейфа (S=0; X=0). Тонкие линии соответствуют вещественной части, а толстые - мнимой. Сплошные линии соответствуют параметрам штыря, а пунктирные - параметрам колонки. Вычисления проводились с помощью программы «ММANА». Поскольку используемая программа не позволяет находить сопротивление колонки, то сначала определялось сопротивление всей антенны, затем (с помощью этой же программы) определялось сопротивление штыря, а сопротивление колонки вычислялось как разность этих сопротивлений. Из графиков фиг. 6 видно, что в области нижних частот сумма активных составляющих обоих сопротивлений ничтожно мала, а абсолютная величина суммы реактивных составляющих чрезвычайно велика, что не позволяет достичь достаточного согласования антенны с принятыми стандартами волновых сопротивлений w (50 и 75 Ом) коаксиальных радиочастотных кабелей.

В предлагаемом устройстве проводник 1 (фиг. 1) выполнен в виде спиральной замедляющей структуры 8 (фиг. 4 и 5) с коэффициентом замедления N. В результате частоты, соответствующие сопротивлениям R_k; X_k, будут в N раз меньше, а частоты, соответствующие сопротивлениям штыря R_h; X_h, не изменятся, что показано на графиках фиг. 7.

Так, при N=6 (Фиг. 7) мы получим:

R_k(ƒ=4,5)=R_k(ƒ=27)=51,7 Ом - значение вещественной части сопротивления колонки;

X_k(ƒ=4,5)=X_k(ƒ=27)=150 Ом - значение мнимой части сопротивления колонки;

R_h(ƒ=4,5)=R_h(ƒ=27)=0,46 Ом - значение вещественной части сопротивления штыря;

X_h(ƒ=4,5)=X_h(ƒ=27)=-1290 Ом - значение мнимой части сопротивления штыря.

С учетом этих результатов суммарное сопротивление антенны на частоте ƒ=4,5 МГц будет: R_Σ=52,2 Ом, X_Σ=-1140 Ом, что, тем не менее, из-за слишком большого абсолютного значения мнимой части полученного сопротивления не позволит достичь приемлемого согласования с сопротивлением w=50 Ом. Компенсация мнимой части путем введения реактивного элемента в штырь или в тракт антенны приводит, как известно, к разрыву целостности тракта, что осложняет ремонтопригодность, отрицательно влияет на надежность, себестоимость и конструкцию изделия. Введение же шлейфа 15 (фиг. 4 и 5) позволит путем изменения его электрической длины за счет замыкания определенного контакта 18 скомпенсировать указанную реактивность. Однако изменение электрической длины шлейфа изменит и полученное за счет введения замедляющей структуры с коэффициентом замедления N=6 активное сопротивление R_k=51,7 Ом. Следовательно, для того, чтобы получить сочетание активной и реактивной составляющих, удовлетворяющих выбранному критерию (η_а≥0,45), достаточно подобрать с помощью замыкания упомянутых контактов сочетание электрической длины шлейфа и соединения определенного витка замедляющей структуры с вертикальным проводником 19. Следует отметить, что замедляющая структура изменит активное сопротивление не только за счет коэффициента замедления, но и за счет собственного сопротивления излучения, что существенно осложняет и без того достаточно сложные расчеты подобных антенн.

Ввиду отмеченного, для того, чтобы (при всех упомянутых факторах) показать возможность получения указанного сочетания, были проведены экспериментальные исследования варианта предложенной антенны (Фиг. 5) на модели (Фиг. 8) такой же общей высоты (3 м), как и у приведенного примера прототипа.

Модель располагалась на плоской проводящей крыше 13 (подстилающая поверхность) первого этажа антенного стенда в радиопрозрачной настройке. Спиральная замедляющая структура 8 имела высоту 1 м и состояла из 46-ти витков спирали, закрепленных на пеноплексовой колонке 23 квадратного сечения с длиной ребра 13 см. В качестве вертикального проводника 19 использовалась лента из медной фольги, закрепленная на диэлектрической опоре 24. Длина шлейфа 15 была в 6,6 раза меньше, чем у прототипа, и составляла 3,5 м. Вместо множества контактов 18 шлейфа 15 и контактов 20 вертикального проводника 19 использовались два специальных зажима, один из которых поочередно замыкал витки замедляющей структуры 8 на проводник 19, а другой замыкал сечения шлейфа 15 на различных расстояниях, через 30 см, по его длине. Отрезок коаксиального проводника (фидерный тракт антенны), состоящий из замедляющей структуры 8 и прямого провода 9 шлейфа 15, представлял собой коаксиальный кабель РК-50-7-22 общей длиной 34,5 м (витки спирали - 31 м, прямой провод 9 -3.5 м). К торцу 14 прямого провода 9 подсоединялась коаксиальная розетка СР-50-163ПВ для подключения измерительных приборов. Обратный провод 21 шлейфа 15 состоял из оплетки кабеля РК-50-7-22. К центральной жиле торца 11 коаксиального проводника, образующего замедляющую структуру 8, подсоединялся вертикальный излучатель 12 длиной 2 м и диаметром 10 мм в виде проводника, подвешенного на диэлектрической леске к потолку стенда. Прямой 9 и обратный 21 провода шлейфа 15 располагались друг над другом на расстоянии 1 см, а обратный провод 21 располагался на расстоянии 4 см от подстилающей поверхности 13, при этом один конец обратного провода 21 был замкнут на внешнюю поверхность торца 14 прямого провода 9, а другой конец 22 - на ближайшую к нему локальную область 16 поверхности 13. Сам шлейф 15 устанавливался над поверхностью 13 с помощью диэлектрических подставок. Следовательно, сопротивлению X (фиг. 1) соответствовало сопротивление на входе 17 шлейфа 15 (фиг. 8).

В процессе исследования проводились измерения зависимостей КСВ от частоты (K_νx(ƒ)) на входе антенного тракта (торец 14 на фиг. 8) в диапазоне от 3 до 90 МГц при всех возможных сочетаниях замыканий контактов 18 и 20 (Фиг. 8). Затем по зависимостям K_νx(ƒ) и по ранее измеренным зависимостям затуханий B(ƒ) дБ фидерного тракта антенны, состоящего из замедляющей структуры 8 и прямого провода 9 шлейфа 15, определялись следующие зависимости:

- зависимость модуля коэффициента отражения на входе тракта (на торце 14 фиг. 8);

η_АФУ(ƒ)=1-g_νx(ƒ)² - зависимость доли номинальной мощности передатчика, выделяемой на входе тракта (на торце 14 фиг.8);

- зависимость модуля коэффициента отражения на входе антенны (на торце 14 фиг. 8);

- зависимость доли номинальной мощности передатчика, выделяемой на входе антенны (на торце 14 фиг. 8);

η_ФИД(ƒ)=η_АФУ(ƒ)^_η_А(ƒ) - зависимость доли номинальной мощности передатчика, выделяемой в фидерном тракте.

Анализ полученных результатов показал, что для обеспечения выбранного критерия достаточно использовать 31 контакт 20 для замыкания витков спирали и 9 контактов 18 для замыкания шлейфа.

На фиг. 9 (в диапазоне 4-45 МГц) и фиг. 10 (в диапазоне 45-90 МГц) приведены следующие графические зависимости полученных результатов для оптимальных сочетаний контактов 18 и 20 в сравнении с выбранным критерием η_a (пунктир):

- доля номинальной мощности передатчика, выделяемая на входе фидерного тракта предложенной антенны;

η_A(ƒ) - доля номинальной мощности передатчика, выделяемая на входе предложенной антенны;

- доля номинальной мощности передатчика, выделяемая в фидерном тракте предложенной антенны.

Из графиков фиг. 9 видно, что выделяемые доли номинальной мощности передатчика при настроенном макете в диапазоне до 45 МГц составляют:

- на входе антенны - от 49 до 55%;

- на входе тракта - от 67 до 90%;

- в фидере - от 15 до 40%.

Из графиков фиг. 10 следует, что в высокочастотной области, более 45 МГц, выделяемые доли номинальной мощности при настроенном макете (при наличии значительных выбросов, объясняемых радиопомехами, имевшими место на некоторых участках диапазона частот) составляют в среднем:

- на входе антенны - 45%

- на входе тракта - 90%;

- в фидере - 45%.

Кроме того, минимальная частота настройки (не показанная на графиках) была в 3,4 раза меньше, чем у прототипа, и составляла около 2,8 МГц. В то же время при оценке минимальной частоты настройки прототипа не учитывались потери в фидерном тракте, а при их учете минимальная частота настройки прототипа возрастет.

Поскольку минимальная частота прототипа такой же высоты со шлейфом оптимальной длины (23 м) в 3,4 раза больше минимальной частоты настройки предложенного с длиной шлейфа 3,5 м, то, в силу электродинамического подобия, габариты предложенного устройства будут значительно меньше. А для создания прототипа с минимальной частотой, удовлетворяющей выбранному критерию, необходимо увеличить его высоту и длину шлейфа в 3 раза.

Поскольку минимальная частота настройки предложенной антенны mƒ_A=2,8 МГц, а непрерывная полоса настройки (графики фиг. 9 и 10) простиралась до частоты Mƒ_A=55,3 МГц, т.е. составляла Δƒ_A=52,5 МГц, то коэффициент перекрытия частотного диапазона предложенной антенны будет больше в 234 раза.

Кроме того, альтернативное построение шлейфов позволит устранить целый ряд ограничений по возможности установки и использования антенны на различных объектах.

Таким образом, поставленная цель достигается за счет того, что, по сравнению с прототипом, использование предложенного позволит уменьшить габариты, увеличить коэффициент перекрытия рабочего диапазона и снять ряд ограничений по возможности установки на объектах.

Список литературы

1. Белоусов С.П. Средневолновые антенны с регулируемым распределением тока//Москва: Связь, 1974, с. 22, рис. 2.9; с. 26, рис. 2.13; с. 33, рис. 31 и 32.

2. Лавров А.С, Резников Г.Б. Антенно-фидерные устройства // М.: Сов. Радио, 1974, с. 129.

3. Вершков М.В. Судовые антенны» // Л: Судостроение, 1978, § 2.8.

4. Надененко С.И. Антенны // М.: Гос. Изд. литературы по вопросам связи и радио, 1959, §7.4.

5. Патент РФ №2383974.

6. Патент РФ №2470424.

7. Патент США №6956535.

8. Гончаренко И.В. Антенны KB и УКВ // Москва: «РадиоСофт», 2004, 128 с.

9. Фрадин А.З., Рыжков Е.В. Измерение параметров антенно-фидерных устройств // Москва: Связь, 1972, с. 273.