Результат интеллектуальной деятельности: СПОСОБ КОРРЕЛЯЦИОННОГО ПРИЕМА ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ

Способ относится к технике электрической связи, предполагает корреляционный прием фазоманипулированных сигналов при отсутствии слежения за текущей фазой несущей частоты с постоянной подстройкой опорных сигналов, поступающих на корреляционное устройство. Способ не зависит от величины рассогласования частот входного и опорных сигналов при условии, что входной сигнал приемного устройства находится в полосе частотно избирательных цепей, и потому может быть использован в мобильных системах передачи данных при неопределенных отклонениях несущей частоты от номинального значения.

Известно, что частотные отклонения принимаемого и опорного сигналов при корреляционном приеме фазоманипулированных сигналов могут быть скомпенсированы (выявлены) с помощью различных замкнутых схем слежения за текущей фазой несущего колебания [1], [2]. При больших значениях рассогласования осуществляется предварительная подстройка с использованием схем параллельного и последовательного поиска.

В [1] и [2] помимо системы ФАПЧ рассмотрена схема контура возведения в квадрат, обеспечивающая фазовую автоподстройку в условиях отсутствия постоянной составляющей фазоманипулированного сигнала с помощью возведения фазоманипулированного сигнала в квадрат, подстройки с помощью петли ФАПЧ удвоенной частоты и последующего деления.

В [2] приводится схема восстановления несущей частоты с помощью возведения в четвертую степень, работающая по тому же принципу, что и схемы с возведением в квадрат.

В [1] рассмотрена синфазно-квадратурная схема, называемая также схемой Костаса [3], на которой базируется большая часть существующих решений по синхронизации. Данная схема включает два канала, в которых производится демодуляция входного сигнала путем перемножения на несущие со сдвигом фазы между ними на 90°, перемножение демодулированных сигналов обеспечивает подстройку управляемого генератора через петлевой фильтр.

Схема, принятая нами за прототип [4], включает разделение сигнала на две равные компоненты, синфазное и квадратурное частотное преобразование обеих компонент с последующей низкочастотной фильтрацией каждой из преобразованных по частоте компонент сигнала, перемножение отфильтрованных сигналов и нахождение преобразования Фурье от сигнала.

Недостатком прототипа, как и большинства других решений, применяемых при корреляционном приеме фазоманипулированных сигналов, в той или иной форме подразумевающих использование следящих схем для компенсации частотного рассогласования между несущим сигналом и опорными генераторами, является ограниченная скорость подстройки частоты и ограниченная полоса захвата, что определяется наличием жесткой связи между устойчивостью замкнутых систем с обратной связью, быстродействием и диапазоном подстройки.

Задачей настоящего изобретения является возможность обеспечения энергоэффективного корреляционного приема фазоманипулированных сигналов при отсутствии слежения за текущей фазой несущей частоты.

Сущность изобретения заключается в том, что способ корреляционного приема фазоманипулированных сигналов в отсутствие синхронизации по несущей частоте включает формирование стробов, обеспечивающих временное коммутирование информационных каналов. Информационные каналы образуются в результате того, что входной информационный сигнал со сдвинутой несущей частотой умножается на сигналы опорных генераторов со сдвигом фазы. Стробы образуются из результирующих сигналов в информационных каналах, состоящих из информационного сигнала с биениями с различными фазами. Для получения стробов осуществляется выделение удвоенной частоты биений, фильтрация и предельное амплитудное ограничение. Из полученных сигналов с помощью элементов цифровой логики формируются импульсы, каждый из которых отмечает время приема информационного сигнала из канала с соответствующей фазой биений.

Особенности способа корреляционного приема фазоманипулированных сигналов в отсутствии синхронизации по несущей частоте заключаются в том, что способ

использует несколько приемных каналов, возникающих в результате перемножения входного фазоманипулированного сигнала на сигналы опорного генератора с отличающейся частотой и заданными с определенным шагом фазами, в которых двоичная информация не меняет фазу в зависимости от фазы опорного колебания;

позволяет выделять огибающие биения в полосе частот, определяемой верхней частотой полосовых фильтров;

позволяет формировать стробирующие импульсы из огибающих биений с различной фазой;

количество приемных каналов определяется величиной шага фазы и определяет величину уменьшения сигнала на выходе корреляционного устройства относительно максимального значения, соответствующего по времени середине стробирующего импульса.

Отличие настоящего решения от известной синфазно-квадратурной схемы заключается в отсутствии петли обратной связи для подстройки частоты опорного генератора.

На фиг.1 приведена структурная схема устройства корреляционного приема фазоманипулированных сигналов, где:

1) демодуляторы, состоящие из перемножителей и фильтров нижних частот;

2) элементы сдвига фазы;

3) опорный генератор;

4) схемы, выделяющие стробирующие импульсы в каналах;

5) элементы задержки;

6) цифровая логическая схема, обеспечивающая временное коммутирование каналов.

На фиг.2 приведена схема выделения строб-импульса из канала с биениями, где:

7) блок взятия модуля сигнала;

8) полосовой фильтр;

9) блок возведения сигнала в четную степень;

10) предельный ограничитель;

11) перемножитель;

12) блок сравнения с пороговым уровнем;

13) генератор порогового уровня;

14) предельный ограничитель.

На фиг.3 и фиг.4 представлен выходной сигнал схемы для частного случая, где используются два квадратурных канала для случаев, когда частота информационного сигнала выше частоты биений и когда частота информационного сигнала ниже частоты биений.

Способ осуществляется следующим образом.

Входной сигнал по линиям 1₁-1_N поступает на входы 1₁-1_N демодуляторов 1₁-1_N, а опорный сигнал с генератора 3 по линиям 2₁-2_N поступает на входы 1₁-1_N элементов сдвига фазы 2₁-2_N, обеспечивающих задержку опорного сигнала на фазы с постоянным шагом,

задержанные сигналы опорного генератора с выходов 2₁-2_N элементов сдвига фазы 2₁-2_N поступают на входы 2₁-2_N демодуляторов 1₁-1_N, где перемножаются и подвергаются низкочастотной фильтрации, в результате чего в каналах 1-N выделяется информационный сигнал с огибающими биениями, имеющими различную фазу,

с выходов 3₁-3₁ демодуляторов 1₁-1_N сигналы по линиям 4₁-4_N поступают на входы 1₁-1_N идентичных схем, выделяющих стробирующие импульсы в каналах, строение которых описано ниже,

с выходов 3₁-3_N демодуляторов 1₁-1_N сигналы по линиям 5₁-5_N поступают на входы 1₁-1_N элементов задержки 5₁-5_N, обеспечивающих появление максимума сигнала в канале в тот момент, когда выделяется строб-импульс,

строб-импульсы с выходов 2₁-2_N схем 4₁-4_N поступают на входы 1₁-1_N цифровой логической схемы 6, где с помощью делителей частоты и логических вентилей происходит формирование последовательности, управляющей коммутацией информационных сигналов, поступающих с выходов 2₁-2_N элементов задержки 5₁-5_N по линиям 7₁-7_N на входы 2₁-2_N цифровой логической схемы 6.

Информационный сигнал с огибающими биениями по линии 4 поступает на вход 1 блока взятия модуля 7,

с выхода 2 блока взятия модуля 7 по линии 8 сигнал поступает на вход 1 полосового фильтра 8, где выделяется сигнал биений,

с выхода 2 полосового фильтра 8 по линии 9 сигнал поступает на вход 1 блока возведения в четную степень 9, который определяет ширину формируемых строб-импульсов,

с выхода 2 полосового фильтра 8 по линии 10 сигнал поступает на вход 1 предельного ограничителя 10,

с выхода 2 блока возведения в четную степень 9 по линии 11 сигнал поступает на вход 1 перемножителя 11, с выхода 2 предельного ограничителя 10 по линии 12 сигнал поступает на вход 2 перемножителя 11,

с выхода 3 перемножителя 11 сигнал по линии 13 поступает на вход 1 блока сравнения с пороговым уровнем 12,

с выхода 1 блока формирования порогового уровня 13 по линии 14 поступает на вход 2 блока сравнения с пороговым уровнем 12,

с выхода 3 блока сравнения с пороговым уровнем 12 по линии 15 сигнал поступает на вход 1 предельного ограничителя 14, формирующего короткие строб-импульсы, которые с выхода 2 предельного ограничителя 14 по линии 6 передаются в схему коммутации.

Примеры осуществления способа для случая использования двух квадратурных каналов показаны на фиг.3 и 4. В первом случае величина рассогласования выбрана значительно большей, чем частота информационного сигнала, во втором случае значительно меньшей. Для обоих случаев способ осуществляется следующим образом:

Принимаемый входной сигнал с фазовой манипуляцией имеет вид

V_ВХ(t)=A_ВХsin(ω₀t+θ(t_k)),

где A_ВХ - амплитуда входного сигнала, a θ(t_k) - фаза сигнала в момент времени t_k, принимающая значения 0 и π.

Сигнал гетеродина отличается от частоты ω₀ входного сигнала на величину δω и имеет амплитуду A_Г и фазу φ

V_Г(t)=A_Гsin(ω₀t+δω)+φ).

Тогда сигнал после смесителя и подавления высокочастотной составляющей равен

Таким образом, при использовании двух квадратурных каналов со сдвигом фаз опорного генератора на 90° образуется два результирующих сигнала, пропорциональных амплитуде входного сигнала и амплитуде гармонического сигнала с частотой δω, выступающего в роли несущей для информационного сигнала.

Передача двух этих сигналов на схему коммутации управляется строб-импульсами, получаемыми из этих же сигналов. При амплитудном детектировании информационного сигнала с огибающей, определяемой величиной частотного рассогласования несущей, выделяется модуль такого сигнала. Фильтрация в широкой полосе, определяемой возможными значениями рассогласования несущей частоты, позволяет выделить удвоенную частоту рассогласования для последующего предельного ограничения, в результате которого в двух каналах образуются последовательности импульсов равной длины, противоположных по фазе.

С помощью делителя частоты выделяются импульсы с частотой рассогласования. При их перемножении на последовательности импульсов в каждом канале образуются строб-импульсы разной полярности, причем в те моменты, когда амплитуда сигнала в канале максимальна, импульс принимает попеременно значения 1 и -1, а когда амплитуда сигнала в канале минимальна - значение 0. Так как максимум одного канала совпадает с минимумом другого, перемножение информации в каждом канале на полученный управляющий сигнал и последующее сложение позволяют получить информацию с потерями, не превышающими 3 дБ. Такие потери возникнут в точках минимума полученного сигнала, соответствующих фазе огибающей 45°.

Очевидно, что при увеличении количества каналов, что соответствуют уменьшению величины сдвига фаз опорных сигналов, потери уменьшаются.

К преимуществам предложенного способа относятся:

увеличенная полоса обрабатываемого частотного рассогласования по сравнению с ранее существующими решениями,

стабильная работа после завершения переходных процессов фильтров,

независимость потерь мощности сигнала от рассогласования несущей частоты и частоты опорного генератора.

Источники информации

1. Б. Скляр. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. - М.: Издательский дом «Вильямс», 2004. Глава 10.

2. Дж. Спилкер. Цифровая спутниковая связь. - М.: Связь, 1979.

3. Патент США №3047660, 1960.

4. Патент РФ №2234810, 2002. - Прототип.