Результат интеллектуальной деятельности: Усилитель мощности

Предлагаемое устройство относится к области радиотехники и может быть использовано в приемо-передающей аппаратуре, работающей на частотах, включая СВЧ-диапазон. В частности, это устройство относится к усилителям мощности, коэффициенты передач которых стабилизируются при изменении температуры окружающей среды.

Известны монолитные усилители мощности (см. ERA-amplifiers [Электронный ресурс] // Mini-Circuits, Inc. - 1997. - Режим доступа: http://www.minicirciiits.com.). Рассмотрим принципиальную схему одного из них (см. фиг. 1 для усилителя, например, Monolithic amplifier ERA-2SM+ [Электронный ресурс] // Mini-Circuits, Inc. - 2022. - Режим доступа: http://www.minicircuits.com). Этот усилитель выполнен на основе монолитной микросборки 1, которая содержит два включенных по схеме Дарлингтона транзистора 2, 3 и резисторы 4 - 7. По отношению к микросборке 1 элементы 8-12 являются внешними. Для развязки СВЧ-цепей по питанию используются ограничивающий ток резистор 8 и оптимальная индуктивность 9 вместе с блокировочным конденсатором 10. Конденсаторы 11 и 12 являются разделительными. Режим работы схемы Дарлингтона устанавливается оптимальным, чтобы по возможности в более широком диапазоне частот обеспечить согласование входного и выходного импедансов усилителя с сопротивлениями 50-Омных трактов. В усилителях на биполярных (и гетеробиполярных) транзисторах такой режим, как правило, соответствует относительно высоким величинам токов потребления. Для серии усилителей типа ERA они обычно составляют (40-70) мА. По этой причине для монолитных усилителей ERA (MSA [1] и подобных им устройствах) характеристики согласования при малых токах потребления вообще не приводятся в спецификациях. Так, при рекомендуемых для ERA-2SM+ напряжении питания +7 В и токе потребления 40 мА максимальный температурный коэффициент усиления на частоте 1 ГГц составляет 0.006 дБ/°С.То есть, при изменении температуры окружающей среды от -60° до +75°С температурная нестабильность коэффициента усиления для ERA-2SM+ равна 0.81 дБ. Тогда чтобы обеспечить термостабилизацию коэффициента передачи усилителя на указанном уровне, необходимо затратить ≈51% от напряжения питания при оптимальном для работы схемы Дарлингтона токе потребления. Такие же (и выше) цифры затрат на энергопотребление имеют место и в других усилителях мощности серии ERA.

Недостатком усилителей серии ERA является чрезмерное их энергопотребление, которое необходимо затратить для заданной термостабилизации коэффициентов передачи.

Известен усилитель мощности на основе кремниевой монолитной микросхемы серии MSA (Monolithic Silicon Amplifiers) с активной стабилизацией ее режима по постоянному току (см. фиг. 6 в статье Biasing MSA series RF integrated circuits Application note S003 [Электронный ресурс] // Hewlett-Packard Co. - 1997. - Режим доступа: http://www.hewlett-packard.com). Принципиальная схема усилителя мощности изображена на фиг. 2. Для задания режима работы по постоянному току MSA микросхемы 13 здесь используются управляющий транзистор p-n-p проводимости 14, диод 15 и резисторы 16-19. Развязка СВЧ-цепей микросхемы 13 по питанию осуществляется при помощи блокировочных конденсаторов 20, 21 и индуктивностей 22, 23. Конденсаторы 24 и 25 - разделительные. Управляющий транзистор 14, диод 15 и резисторы 16, 19 реализуют схему «токового зеркала» [2], для которой напряжение на резисторе 19 при одинаковых температурных уходах напряжений перехода «эмиттер-база» транзистора 14 и диода 15 практически не меняется в температурном диапазоне. Это означает, что потребляемый микросхемой 13 ток поддерживается постоянным при изменении температуры окружающей среды. Так, при типовых для MSA микросхем токах и напряжениях (50 мА и +5.25 В, например в [1]) тот же (как и у первого аналога) уровень температурной нестабильности коэффициента передачи, в данном усилителе обеспечивается при выборе на резисторе 19 напряжения около 1.3 В. То есть, чтобы обеспечить термостабилизацию коэффициента передачи усилителя мощности (на уровне ≈0.8 дБ), необходимо затратить ≈25% от напряжения питания. Известно, что в типовом усилительном устройстве чрезмерная температурная стабилизация его тока потребления, как правило, не приводит к максимальному значению термостабильности коэффициента передачи усилителя. Причиной этому являются температурные уходы крутизны проходной характеристики транзистора, которые ничем не скомпенсированы даже, несмотря на то, что общий ток усилителя почти идеально термостабилизирован [3].

Недостатком аналога является высокое энергопотребление, которое необходимо, чтобы получить заданную температурную стабилизацию его коэффициента передачи.

Известен усилитель мощности с активной стабилизацией режима по постоянному току (см. рисунок 3 в статье Компенсирующие СВЧ-устройства с положительным температурным коэффициентом усиления / А.В. Баранов, А.Л. Козиков // Проектирование и технология электронных средств. - 2016. - №4. - С. 37 - 44). Принципиальная схема устройства приведена на фиг. 3. Усилитель мощности содержит СВЧ-транзистор 26, управляющий транзистор 27, входную и выходную согласующие цепи 28, 29 и элементы развязки СВЧ-цепей по питанию 30, 31 и 32 - 35. Конденсаторы 36 и 37 - разделительные. Режим работы основного транзистора 26 в схеме с общим эмиттером, устанавливается при помощи управляющего транзистора 27, резисторов базового делителя напряжения 38, 39 и токозадающего резистора 40. Цепи 28 и 29 обеспечивают согласование импедансов на входе и выходе транзистора 26 со стандартными входным и выходным СВЧ-трактами.

В данном аналоге продемонстрирована возможность смены температурного коэффициента усиления (ТКУ) с типового для усилительных устройств - отрицательного значения на положительную величину ТКУ. Такая перемена знака ТКУ реализована в усилителе путем дестабилизации в диапазоне температур тока потребления транзистора 26, чтобы скомпенсировать температурные уходы крутизны его проходной характеристики. Так, в выполненном по схеме на фиг. 3 усилителе на транзисторах КТ 3132 А-2 и КТ 3129 А-9 при уменьшении наклона регулировочной характеристики СВЧ-транзистора с 1.33 до 1.07 мВ/°С температурный коэффициент усиления меняют знак и вместо отрицательной величины -0.015 дБ/°С достигает значения 0.029 дБ/°. В этом случае при напряжении питания +5 В ток потребления СВЧ-транзистора растет с 0.85 до 3.66 мА, а напряжение на его коллекторе меняется от 4.5 до 3 В. Очевидно, режим температурной стабилизации коэффициента передачи аналога является промежуточным и может быть достигнуть, если коллекторным током СВЧ транзистора управлять в несколько меньших пределах. Для оптимальной стабилизации коэффициента передачи усилителя (см. фиг 3) в диапазоне температур здесь необходимо затратить (10 - 20)% от напряжения питания [3].

Недостатком аналога является высокое энергопотребление, которое необходимо для получения требуемой температурной стабилизации его коэффициента передачи.

Наиболее близким к предлагаемому техническим решением является усилитель-ограничитель мощности (см. рисунок 2.30 в монографии Транзисторные усилители-ограничители мощности гармонических СВЧ колебаний / А.В. Баранов, С.Л. Моругин. - М: Горячая линия - Телеком, 2019. - 332 с.)

Усилитель-ограничитель мощности (см. фиг 4) состоит из СВЧ-транзисторов 41, 42 и управляющих транзисторов 43, 44. Режим работы транзистора 41 обеспечивается резистором 45 и схемой смещения, состоящей из резисторов 46 - 48 и транзистора 44 в диодном включении. Выбор резисторов базового делителя напряжения транзистора 43-49, 50 и резистора 46 определяет режим работы транзистора 42 по постоянному току. Конденсаторы 51-53 являются разделительными. Для развязки между СВЧ-трактами и цепями по постоянному току использованы четвертьволновые отрезки микрополосковых линий передач 54 - 56 с волновым сопротивлением 100 Ом, резисторы 48, 57 и блокировочные конденсаторы 58 - 62. Для согласования усилителя-ограничителя по входу используется прямая Г-образная цепь 63, образованная емкостным 64 и индуктивным 65 элементами. Индуктивный элемент 65 может быть реализован в виде чип-индуктивности или в виде отрезка микрополосковой линии (МПЛ) передач с волновым сопротивлением 50 Ом. Выходная согласующая цепь 66 представляет собой (вместе с блокировочным конденсатором 67) зеркальное Г-образное звено, которое выполнено на реактивных элементах одного знака - либо на двух отрезках МПЛ 68 и 69 с волновыми сопротивлениями 100 Ом, либо на двух соответствующим им чип-индуктивностях. Элементы 70 - 75 используются в схеме устройства на фиг. 4 для межкаскадного согласования СВЧ-транзисторов 41 и 42, а элементы 76 и 77 выполняют функцию дополнительного трансформатора сопротивлений на выходе устройства.

Данный усилитель-ограничитель мощности является типичным представителем устройств с двусторонним ограничением СВЧ-сигнала. Особенность применяемой здесь каскодной схемы заключается в том, что резистор 45 является общим для пары транзисторов лишь по переменному току. В типовой же каскодной схеме ОК-ОБ (или в так называемом дифференциальном каскаде) транзисторы имеют непосредственную связь друг с другом, а не через разделительный конденсатор 52. По этой причине в дифференциальном каскаде ОК-ОБ постоянная составляющая тока через общий для пары транзисторов эмиттерный резистор поддерживается постоянной при помощи цепей смещения. Каскодный усилитель-ограничитель мощности на фиг. 4, по сути, представляет собой модификацию дифференциального каскада, в котором функция поддержания постоянным суммарного тока транзисторов выполняется при помощи других элементов - резистора 46 и управляющего транзистора 43.

Рассмотренный усилитель-ограничитель мощности обеспечивает динамический диапазон ограничения по входной мощности ~23 дБ при эффективности ограничения ~1.5 дБ. При этом температурная нестабильность выходной мощности составляет не более ±10%, если температура окружающей среды меняется от -60 до +85°С. Чтобы обеспечить отмеченную температурную стабилизацию выходной мощности устройства, на резисторе 46 при токе 50 мА выделяется 4.5 В или затрачивается ≈37% от напряжения питания 12 В.

Недостатком прототипа является высокое энергопотребление, которое необходимо затратить для получения нужной температурной стабилизации его коэффициента передачи.

Технический эффект, на достижение которого направлено предлагаемое решение, заключается в уменьшении энергозатрат (или мощности потребления) при температурной стабилизации коэффициента передачи усилителей мощности.

Этот эффект достигается тем, что в усилителе мощности, содержащем первый 78, второй 79 транзисторы одной проводимости и управляющий 80 транзистор обратной проводимости, входную 88 и выходную 89 согласующие цепи, а также первый 86 и второй 85 резисторы и соединенный с выходом 101 разделительный конденсатор 96, причем эмиттер первого транзистора 78 подключен через третий резистор 87 к общей шине, а его база - ко входу 100 устройства через последовательно соединенные первый индуктивный элемент 90 и входной разделительный конденсатор 95, общая точка которых присоединена через конденсатор 91 к общей шине, а индуктивный 90 и емкостной 91 элементы образуют Г-образную LC-цепь входного согласования 88, коллектор второго транзистора 79 подключен к эмиттеру управляющего транзистора 80 через соединенные последовательно второй 94 и третий 93 индуктивные элементы, которые вместе с первым блокировочным конденсатором 92, включенным между общей шиной и точкой соединения эмиттера транзистора 80 с элементом 93, образуют зеркальную Г-образную LC-цепь выходного согласования 89, при этом общая точка соединения эмиттера транзистора 80 и индуктивного элемента 93 подключена через четвертый резистор 81 к положительной клемме 102 источника питания, отрицательной клеммой которого является общая шина, коллектор управляющего транзистора 80 соединен с общей точкой пятого резистора 84 и второго блокировочного конденсатора 99, другой конец которого подключен к общей шине, база управляющего транзистора 80 присоединена к общей точке последовательно соединенных шестого 83 и седьмого 82 резисторов, включенных между общей шиной и положительной клеммой источника питания 102, причем общая точка шестого и седьмого резисторов дополнительно подключена к общей шине через третий блокировочный конденсатор 98, а общая точка четвертого 81 и седьмого 82 резисторов соединена с общей шиной через четвертый блокировочный конденсатор 97 согласно изобретению первый резистор 86 подключен между базой транзистора 78 и его коллектором, который, в свою очередь, соединен с коллектором второго транзистора 79, база транзистора 79 соединена с эмиттером транзистора 78, второй резистор 85 включен между общей шиной и точкой соединения первого индуктивного элемента 90 и входного разделительного конденсатора 95 к этой же точке подключен и свободный вывод пятого резистора 84, кроме этого общая для второго 94 и третьего 93 индуктивных элементов точка соединена со свободным выводом выходного разделительного конденсатора 96, а величины основных элементов и параметров схемы устройства связаны соотношением:

где а - коэффициент пропорциональности между коллекторным и базовым U_д напряжением управляющего транзистора 80; I_б1- постоянная составляющая базового тока транзистора 78; U_эб(T₀) - напряжение перехода «эмиттер-база» управляющего транзистора 80 при температуре окружающей среды Т=Т0=20°С; R₁, R₂ и R₃ - величины резистивных элементов 84, 85 и 86, соответственно.

Принципиальная схема предложенного устройства представлена на фиг. 5. Усилитель мощности состоит из двух СВЧ-транзисторов 78 и 79, включенных по схеме Дарлингтона, управляющего по постоянному току транзистора обратной проводимости 80, семи резисторов 81 - 87, при помощи которых обеспечивается режим работы СВЧ-транзисторов по постоянному току, а также входной 88 и выходной 89 согласующих цепей. Входная согласующая Г-образная цепь образована индуктивным 90 и емкостным 91 элементами. Выходная согласующая цепь 89 вместе с блокировочным конденсатором 92 представляет собой зеркальное Г-образное звено из индуктивных элементов 93 и 94. Конденсаторы 95 и 96 являются разделительными, остальные конденсаторы 97 - 99 блокировочные. 50-Омные вход и выход устройства обозначены цифрами 100 и 101, а положительная клемма источника питания - цифрой 102.

Предложенное устройство работает следующим образом. В точке соединения базы транзистора 78 с резисторами 84 - 86 токи распределяются в соответствии с формулой:

где I_б1 - постоянная составляющая базового тока транзистора 78, I₁,I₂,I₃ - управляющие токи, протекающие через резисторы R₁ (элемент 84), R₂ (элемент 85) и R₃ (элемент 86), соответственно. Токи в уравнении (1) определяются выражениями:

где I_к1(Т) - постоянная составляющая коллекторного тока транзистора 78, β₁(T) - статический коэффициент передачи его тока; U_б1 - постоянная составляющая напряжения на базе транзистора 78; U_д/a - напряжение на коллекторе управляющего транзистора 80, пропорциональное с коэффициентом а его базовому напряжению U_д, определяемому резистивным делителем на элементах 82 и 83; U_эб(T) - напряжение перехода «эмиттер-база» управляющего транзистора 80; Т - температура окружающей среды. Будем считать, что напряжение U_д от температуры не зависит. Кроме того, базовый ток транзистора 78 I_б1 также мало зависит от температуры, если предположить, что в уравнении (2) температурные уходы величин I_к1 (Т), β₁ (T) почти одинаковые [3, 4]. Учитывая выражения (2) - (5), решим уравнение (1) относительно переменной U_б1:

где А - не зависящее от температуры напряжение, определяемое выражением:

Запишем напряжение на базе СВЧ-транзистора 79 U_б2 следующим образом:

где U_эб1 (Т) - напряжение перехода «эмиттер-база» СВЧ-транзистора 78.

Предполагая напряжения переходов «эмиттер-база» управляющего 80 и первого 78 транзисторов одинаковыми U_эб1(T)≈U_эб(T), с учетом уравнений (6) и (7) перепишем выражение (8) новом виде:

Полученное уравнение (9) представляет собой регулировочную характеристику напряжения на базе СВЧ-транзистора 79, который является в усилителе мощности основным при формировании его коэффициента передачи. Особенность данной регулировочной характеристики состоит в том, что второе слагаемое входит в уравнение (9) со знаком минус. Это означает, что по сравнению с типовой схемой «токового зеркала» [2] здесь реализуется инверсное «токовое зеркало» или «токовое зеркало» наоборот. Другими словами, вместо стабилизации в диапазоне температур можно ожидать температурную дестабилизацию тока потребления основного транзистора 79. С помощью такой дестабилизации тока потребления появляется возможность компенсировать температурные уходы крутизны проходной характеристики основного транзистора 79.

Если напряжение на базе СВЧ-транзистора 79 приравнять к напряжению его перехода «эмиттер-база» U_б2≈U_эб2(T), а напряжение U_эб2(T) считать одинаковым с напряжением U_эб(T) для управляющего транзистора 77 - U_эб2 (Т)≈U_эб(Т), то можно оценить при Т=Т₀=20°С соотношения величин основных элементов, которые участвуют в процессе температурной стабилизации коэффициента передачи усилителя. Так, величины R₁-R₃ элементов 84 - 86, значение делителя напряжения U_д (или величины R₄, R₅ элементов 82, 83), величины а и I_б1 связаны между собой следующим выражением:

Очевидно, что равенство (10) является приближенным и справедливо с точностью до выполнения сделанных выше предположений. Вместе с тем, если величины основных элементов и параметров схемы на фиг. 5 выбрать в соответствии с соотношением (10), то на базе основного СВЧ-транзистора 79 автоматически реализуется регулировочная характеристика (9), которая приводит в диапазоне температур к дестабилизации тока потребления усилителя, чтобы скомпенсировать температурные уходы крутизны проходной характеристики основного транзистора.

Таким образом, если в известных усилителях температурную нестабильность его режимов, связанную с влиянием управляющего транзистора, стараются свести к минимуму (путем введения, например, компенсирующих диодов [5]), то при изменении температуры окружающей среды в предлагаемом устройстве собственная нестабильность перехода «эмиттер-база» управляющего транзистора целенаправленно используется для термокомпенсации уходов крутизны проходной характеристики основного транзистора. Отличительной особенностью предлагаемого усилителя является то, что при достижении температурной стабилизации его коэффициента передачи требуются относительно меньшие энергозатраты. Так, при токе потребления ≈40 мА и напряжении питания 6 В здесь достаточно выделить 5% от 6 В или 0.3 В, чтобы получить ту же температурную стабильность коэффициента передачи, что и в известном усилителе [1], где для достижения тех же целей необходимо затратить 25% от напряжения питания.

Пример конкретного выполнения устройства. Рассмотрим усилитель мощности, выполненный в соответствии со схемой на фиг. 5 на двух СВЧ-транзисторах 2Т3202А9 (элементы 78 и 79) и управляющем транзисторе обратной проводимости КТ3129А-9 (элемент 80). В качестве пассивных элементов используем чип-резисторы (Р1-12), чип-индуктивности (КИК-1608) и чип-конденсаторы (К10-79) с типовыми размерами 0603. Все элементы устройства разместим на стеклотекстолитовой подложке FR-4 размером 12.7x12.7x0.8 мм в корпусе СК1113, который является для некоторых управляемых напряжением генераторов зарубежного производства стандартным [3]. Отличие привязок усилителя от генераторов состоит лишь в том, что вход управления варикапами задействован в данном усилителе для подачи его входного сигнала.

На основе проведенного анализа схемы на фиг. 5 рассчитаем два набора элементов, которые соответствуют режимам работы усилителей, когда при напряжении питания усилителя U_п=+6 В в одном случае падение напряжения ΔU=U_п-(U_д-U_эб(T)) на резисторе R₆ составляет 0.6 В при токе потребления 25 мА, а в другом - при ΔU=0.3 В протекает общий ток 38 мА. В этих двух режимах сопротивления R₆ равны 24 и 8 Омам, соответственно. Кроме того, в первом случае с помощью резисторов R₄=2.4 кОм и R₅=10 кОм напряжение делителя установим равным 4.7 В, а во втором - U_д=5 В, если используем другие номиналы резисторов R₄=2.4 кОм||4.7 кОм и R₅=10 кОм. В обоих случаях параметр а ≈2, ток через элемент 87 выберем ≈9 мА, а его величину R₇ сделаем равной 82 Ом. Используя соотношение (10), определим величины элементов 84, 85 и 86: R₁=1.5 кОм, R₂=560 Ом R₃=820 Ом. Для выбранных таким образом величинах резистивных элементах R₁ - R₇ значения левой и правой частей уравнения (10) составляют 1.251 и 1.278, соответственно. То есть уравнение (10) выполняется с 2%-ной точностью. При проведении расчетов здесь использована величина напряжения перехода «эмиттер-база» управляющего транзистора 80, равная 0.75 В. Такая оценка U_эб(T) основана на том, что в диапазоне температур окружающей среды типовые значения U_эб(T) для биполярных транзисторов находятся в пределах от 0.6 до 0.9 В. Причем относительно нормальных условий температурные изменения U_эб(T) могут достигать 0.15 В как при повышении температуры, так и при ее понижении [3]. Следует отметить, что используемая в уравнении (10) величина тока базы I_б1 оценивалась (и подтверждалась) экспериментальным путем. Так в усилителе мощности, который работает во втором режиме, I₁=0.65 мА, I₂=2.7 мА, I₃=5.15 мА, следовательно, в соответствии с уравнением (1) I_б1=3.1 мА. Такое распределение токов на входе предлагаемого усилителя подтверждает, что основным механизмом его управления по постоянному току остается токовое управление, которое характерно для типовых схем Дарлингтона, а не схем с активной стабилизацией тока при помощи управляющего транзистора. Вместе с тем, данное распределение токов на входе еще раз доказывает необычное участие в температурной стабилизации усилителя его управляющего транзистора, в основном, за счет температурной нестабильности собственного перехода «эмиттер-база» транзистора.

Оба усилителя мощности оптимизированы для работы в диапазоне частот от 100 до 1200 МГц с КСВН входа и выхода меньшими 1.7 при помощи входной и выходной цепей согласования 88 и 89 на элементах 90, 91, 93 и 94 с параметрами: L₁=1.8 нГн, С₁=1.0 пФ, L₃=330 нГн и L₂=1.6 нГн, соответственно. На фиг. 6 представлены температурные зависимости тока потребления (I_п(Т)) и коэффициента передачи (K_y(Т)) усилителя мощности, который работает на частоте 1 ГГц в первом режиме. Для работающего на той же частоте усилителя с другим режимом на фиг. 7 получены аналогичные зависимости. Из анализа приведенных зависимостей следует, что как с ростом, так и с понижением температуры окружающей среды коэффициент усиления в первом случае при ΔU=0.6 В, уменьшается на величины до 0.4 дБ, во втором случае, когда ΔU=0.3 В, также падает на величины до 0.75 дБ. При этом в одном случае общий ток усилителя меняется от 20 до 30 мА, в другом - от 20 до 50 мА. Похожие цифры температурной нестабильности K_у(Т) и I_п(Т) наблюдается и для работающих в тех же режимах на частоте 650 МГц усилителей, но с той разницей, что эти усилители при комнатной температуре имеют коэффициенты усилений, равные 17-18 дБ. Нужно отметить, что уменьшение величины ΔU возможно только до определенного предела, пока температурные изменения тока потребления не переведут основной транзистор 79 в режим отсечки тока при пониженных минусовых температурах, а также пока изменения потребляемого тока на повышенных плюсовых температурах не приведут к превышению предельного для данного типа транзистора тока.

Таким образом, приведенные примеры конкретной реализации предлагаемого устройства, подтверждают, что в процессе температурной стабилизации коэффициента передачи усилителя энергозатраты могут быть минимизированы. Так, при токах потребления меньших 50 мА требуется затратить всего лишь (5 - 10)% от напряжения питания, чтобы получить температурную нестабильность коэффициента усиления на уровнях, меньших 0.75 дБ. По сравнению с типовыми аналогами и прототипом цифры энергозатрат в предлагаемом усилителе в 5 - 10 раз ниже, а по сравнению с лучшим, третьим по счету аналогом они меньше в 2 - 4 раза. Результаты экспериментов полностью подтверждают основные теоретические выводы.

Источники информации

1. Agilent MSA-2743 cascadable silicon bipolar gain block MMIC amplifier (Data sheet) [Электронный ресурс] // Agilent Technologies, Inc. - 2000. - Режим доступа: http: // www.semiconductor.agilent.com

2. Титце, У. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство / У. Титце, К. Шенк / Пер. с нем. - М: Мир, 1982. - 512 с.

3. Баранов, А.В. Транзисторные автогенераторы гармонических СВЧ-колебаний / А.В. Баранов, М.А. Кревский. - М.: Горячая линия - Телеком, 2021. - 276 с.

4. Радиопередающие устройства / Под ред. М.В. Благовещенского, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982. - 408 с.

5. Рэд, Э. Справочное пособие по высокочастотной технике: Схемы, блоки, 50-Омная техника / Э. Рэд / Пер. с нем. - М: Мир, 1990. - 256 с.