Результат интеллектуальной деятельности: Усилитель класса D с параметрическим управлением

Изобретение относится к области усилительной и генераторной техники, в частности к ключевым усилителям мощности сигналов возбуждения гидроакустических излучателей с широким диапазоном регулирования мощности.

Задача излучения гидроакустических сигналов с широким динамическим диапазоном является актуальной для реализации режимов гидролокации (ГЛ) и гидросвязи (ГС), когда обнаружение подводных объектов и передача сообщений при различной дальности должны проводиться на минимально достаточном уровне мощности. Причем достижение максимального требуемого расстояния связано с большой номинальной мощностью передающей аппаратуры до единиц и десятков кВА на канал излучающего тракта. При этом к усилителям мощности предъявляются жесткие требования к качественным показателям выходных сигналов (нелинейные искажения не более 1-3% в динамическом диапазоне 40-60дБ) во всей полосе частот излучаемых сигналов. Достижение такого качества сигналов возбуждения гидроакустических преобразователей (ГАП) ранее достигалось применением транзисторных линейных усилителей класса АВ [Кибакин В.М. Основы теории и расчета транзисторных усилителей мощности. М.: Радио и Связь. 1988. 240 с.].

Вместе с тем, большие потери энергии в линейных усилителях, особенно при работе на комплексную нагрузку с коэффициентом активной мощности порядка 0,2-0,5, характерного для ГАП, приводит к мощности тепловыделения, соизмеримой с выходной мощностью, что принципиально ограничивает возможности применения таких усилительных устройств в гидроакустических передающих трактах (ГАПТ).

Наиболее предпочтительным с энергетической точки зрения для использования в качестве каналов генераторных устройств являются ключевые усилители мощности (КУМ) с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), определенные как усилители класса D [Артым А.Д. Усилители класса D и ключевые генераторы в радиосвязи и радиовещании. Москва: Связь, 1980, 209 с.]. Относительные потери энергии в усилительных устройствах такого типа могут быть обеспечены не более 5-10%, что позволяет минимизировать потребленную мощность, тепловыделение и, как следствие, габарит передающей аппаратуры. Частота ШИМ-преобразования, как правило, выбирается значительно (более, чем в 10-20 раз) выше верхней частоты усиливаемого сигнала, что позволяет обеспечить подавление дополнительных высокочастотных составляющих более чем на 40 дБ. При этом нелинейные искажения выходного низкочастотного НЧ сигнала не превышают 3-5%. Для уменьшения таких НЧ искажений в усилителях класса D может быть использована отрицательная обратная связь (ОС), наибольшая глубина которой достигается при ОС по импульсному напряжению через интегрирующее вычитающее устройство [Авторское свидетельство СССР №1367132. Усилитель мощности класса D. Опубл. 15.01.88]. Но даже в этом случае максимальное подавление НЧ искажений не превышает 10-16 дБ, что, впрочем, достаточно для обеспечения требуемого качества выходного напряжения при номинальной выходной мощности.

Однако допустимой глубины ОС недостаточно для обеспечения требуемой стабильности уровня выходного сигнала в условиях изменения напряжения электропитания Ε оконечного каскада КУМ, что в условиях динамических возмущений также приводит к значительным искажениям напряжения возбуждения ГАП.

Выделенный недостаток, присущий известным ключевым усилителям мощности, устранен в усилителе класса D с параметрическим управлением [CLASS-D AMPLIFIER WHICH CAN SUPPRESS DIFFERENTIAL MODE POWER. Pub. date Feb. 10, 2022]. Настоящее техническое решение, являющееся наиболее близким к предлагаемому, принято в качестве прототипа. В устройстве-прототипе, в отличие от ранее рассмотренного аналога, дополнительно к обратной связи по импульсному напряжению, реализующей компенсацию нелинейных искажений, использована обратная связь по напряжению электропитания для параметрической стабилизации выходного сигнала.

Структурная схема варианта реализации устройства-прототипа и временные диаграммы сигналов, поясняющие его работу, представлены на фиг. 1 и фиг. 3 соответственно.

Устройство-прототип содержит вычитающее устройство (ВУ) 1, широтно-импульсный преобразователь (ШИП) 2, ключевой усилитель 3 мощности (КУМ), цепь 4 обратной связи (ОС), источник 5 питания (ИП), параметрический фильтр (ПФ) 6, сумматор (С) 7, формирователь 8 пилообразного напряжения (ФПН).

Временные диаграммы напряжения Ε электропитания, пилообразного напряжения U_n и входного сигнала U, представленные на фиг. 3 поясняют принцип формирования модулированного импульсного напряжения V в устройстве-прототипе в условиях квазипостоянного сигнала U при дискретном изменения выходной мощности.

Параметрическая стабилизация выходного низкочастотного напряжения U_н устанавливается за счет пропорционального изменения амплитуды U_пм с изменением напряжения питания Е:

где β₁ - коэффициент передачи фильтра 6.

При этом в отсутствие цепи 4 ОС по выходному напряжению получим действующее значение модулированного импульсного напряжения:

где t_и - длительность импульсов положительной полярности.

Таким образом, в устройстве-прототипе реализуется метод параметрической стабилизации уровня выходного низкочастотного напряжения в условиях изменения напряжения электропитания. Для обеспечения минимально достаточной амплитуды пилообразного напряжения в варианте реализации известного устройства [US 2022/0045655, Fig. 9], используется дополнительное опорное напряжение U₀ (фиг. 1), которое суммируется в сумматоре 7 с напряжением параметрической обратной связи Е_ос, поступающим через фильтр 6. Для практического использования, напряжение U₀ может быть выбрано не менее 0,3 от максимального значения Е_ос, что соответствует возможности параметрической стабилизации выходного напряжения U_н в условиях понижения напряжения электропитания на 10 дБ.

Наряду с методом параметрической стабилизации, в устройстве-прототипе используется метод компенсации искажений выходного напряжения за счет использования обратной связи по импульсному напряжению V через цепь ОС 4 на инверсный вход вычитающего устройства ВУ 1. Для выделения разностного сигнала ВУ 1 может быть выполнено на интегрирующем операционном усилителе, позволяющим обеспечить глубину обратной связи до 20 дБ. При этом выполняется примерное равенство интегральных значений импульсного напряжения обратной связи V_ос=β₂V(t) и входного сигнала U за период переключения Т:

Соответственно, при большом соотношении частоты переключений f=l/T к частоте усиливаемого сигнала F (f/F>20…30), должно выполняться равенство:

При условии равенства β₁ и β₂, соотношения (2) и (4) дополняют друг друга, обеспечивая в устройстве-прототипе высокую степень параметрической стабилизации выходного сигнала U_н при компенсации нелинейных искажений на 20 дБ в диапазоне изменения напряжения электропитания в три раза.

Отмеченное преимущество выгодно отличает устройство-прототип от известных технических аналогов.

Вместе с тем расширение динамического диапазона параметрического регулирования амплитуды пилообразного напряжения в устройстве-прототипе не превышает 10 дБ.

Дальнейшее понижение пилообразного напряжения может приводить к существенному повышению нелинейных искажений, в частности, обусловленных наличием гистерезиса переключений компаратора в составе широтно-импульсного преобразователя ШИП 2, а также увеличением относительного уровня шумов, проникающих на выходы вычитающего устройства ВУ 1 и формирователя пилообразного напряжения ФПН 8.

Выделенный недостаток приводит к ограничению динамического диапазона нелинейных искажений выходных сигналов, что ограничивает возможность применения устройства-прототипа в качестве усилителя мощности сигналов в гидроакустических передающих устройствах режимов ГС. Необходимо обеспечить требуемые качественные характеристики в динамическом диапазоне 60-70 дБ, включая управление уровнем мощности за счет дискретного изменения напряжения электропитания. Эти требования являются недостижимыми в устройстве-прототипе и требуют реализации новых технических средств, предложенных в заявленном усилителе класса D с параметрическим управлением.

Задачей изобретения является расширение динамического диапазона при понижении напряжения электропитания.

Техническим результатом от использования настоящего изобретения является повышение показателей качества усиливаемых сигналов в условиях дискретного управления уровнем мощности посредством изменения напряжения электропитания при расширении возможности применения.

Технический результат достигается тем, что в известный усилитель класса D с параметрическим управлением, содержащий вычитающее устройство, первый вход которого соединен с шиной входного сигнала, а выход-с первым входом широтно-импульсного преобразователя, второй вход которого соединен с выходом формирователя пилообразного напряжения, а выход-с входом ключевого усилителя мощности, выход которого подключен к выходной шине и входу цепи обратной связи, вход подключен к выходу источника питания и входу параметрического фильтра, причем вход управления формирователя пилообразного напряжения соединен с выходом сумматора, второй вход которого подключен к шине опорного напряжения, введены новые признаки, а именно: в его состав введены формирователь кода мощности и два аттенюатора, а источник питания выполнен управляемым и соединен входом управления с выходом формирователя кода мощности и входами управления первого и второго аттенюаторов, первый из которых включен между выходом цепи обратной связи и вторым входом вычитающего устройства, а второй включен между выходом параметрического фильтра и вторым входом сумматора.

В предлагаемом устройстве реализация заявленного технического результата обеспечивается совокупностью вновь вводимых блоков и связей. Повышение качества усиливаемых сигналов в расширенном динамическом диапазоне достигается дискретным уменьшением напряжения электропитания в режимах пониженной мощности при номинальной амплитуде пилообразного напряжения в условиях сохранения установленной глубины ОС и пропорциональности параметрической стабилизации. Выделенные технические особенности заявляемого усилителя класса D с параметрическим управлением соответствуют требованиям, предъявляемым к передающим устройствам сигналов ГС, в которых пониженная мощность излучения относится к основным длительным режимам работы, наряду с кратковременными режимами большой мощности.

Сущность изобретения поясняется фиг. 1-4, где приведены схемы устройства-прототипа (фиг. 1) и заявленного устройства (фиг. 2), а также временные диаграммы сигналов, поясняющие их работу (фиг. 3 и фиг. 4 соответственно).

Структурная схема заявляемого устройства (фиг. 2) содержит вычитающее устройство (ВУ) 1, широтно-импульсный преобразователь 2 (ШИП), ключевой усилитель 3 мощности (КУМ), цепь 4 обратной связи (ОС), источник 5 питания (ИП), параметрический фильтр 6 (ПФ), сумматор 7 (С), аттенюаторы 9 и 10 (Ат) и формирователь 11 кода мощности (ФКМ).

Принцип действия заявляемого технического решения поясняется диаграммами сигналов (фиг. 4), где представлены следующие временные зависимости:

Ε и U_н - изменения напряжения электропитания и низкочастотной составляющей выходного напряжения КУМ 3 при квазистатическом входном сигнале U для трех градаций напряжения электропитания К_м=1; 0,3; 0,1 (где К_м - значение кода мощности, формируемого ФКМ 11);

U и U_п - напряжения входного сигнала и пилообразного напряжения с огибающей амплитуды, заданной значением U_пф⋅К_А (где U_пф=β₂Ε - выходное напряжение параметрического фильтра, К_А=1/К_м - коэффициент передачи аттенюатора 9);

V - выходное напряжение КУМ 3, выполненного на полумостовой схеме, предполагающей подключение нагрузки между средней точкой выходного напряжения ИП 5 и выходом КУМ 3 через ФНЧ, амплитуда которого равна Е/2.

Все структурные блоки, входящие в состав заявляемого устройства, выполняются по известным правилам, а их совокупное использование приводит к достижению заявленного технического результата.

Вычитающее устройство 1 выполняется на операционном усилителе, включенном в режиме интегратора с емкостной связью между выходом и инверсным входом, являющимся вторым входом ВУ1, на первый (прямой) вход операционного усилителя поступает входной сигнал U.

Широтно-импульсный преобразователь предназначен для формирования ШИМ-сигнала по результатам сравнения пилообразного напряжения U_п с разностным сигналом U_p, формируемым интегрирующим вычитающим устройством 1. Соответственно, ШИП 2 может быть выполнен на компараторе, наличие гистерезиса переключения которого является обязательным условием устойчивой работы устройства. Величина гистерезиса Δ, как правило, выбирается не менее 3% от максимальной амплитуды U_пм пилообразного напряжения

Ключевой усилитель мощности должен обеспечивать высокоэффективное усиление ШИМ-сигнала и в простейшем случае может быть выполнен по полумостовой схеме на полевых транзисторах с заданными предельно допустимыми параметрами тока и напряжения, соответствующими максимальному выходному току и напряжению электропитания. Предварительное усиление ШИМ-сигнала и его согласование с управляющими входами мощных транзисторов в составе КУМ 3 обеспечивается драйвером импульсных сигналов. В качестве нагрузки КУМ 3 при его использовании для возбуждения гидроакустического излучателя (ГАИ), как правило, используется выходной трансформатор, первичная обмотка которого включена между выходной шиной и средней точкой источника питания, а вторичная обмотка подключена через фильтр нижних частот к входу ГАИ, имеющем выраженную емкостную составляющую проводимости.

Цепь 4 обратной связи может выполняться на резистивном делителе с требуемым коэффициентом передачи β₂.

Таким же образом выполняется параметрический фильтр 6, где резистивный делитель может быть дополнен параллельными конденсаторами, емкость которых выбирается из условия необходимой фильтрации параметрического сигнала, поступающего на вход сумматора 7.

Сумматор 7 должен иметь пороговую характеристику, обеспечивающую прямое прохождение напряжения с выхода ПФ 6 через аттенюатор 9 при условии U_пф/К_АП>U₀ (где К_АП - коэффициент передачи аттенюатора 9) и поддержку напряжения на выходе сумматора на уровне U₀ при понижении U_пф/К_АП ниже опорного напряжения U₀. Наиболее простым образом такая схема может быть реализована по известному принципу диодно-резистивного суммирования.

Формирователь 8 предназначен для формирования суммарного пилообразного напряжения тактовой частоты f, амплитуда которого пропорциональна сигналу, поступающему на его вход управления с выхода сумматора 7. Известная схема ФПН [Авторское свидетельство СССР №1354356. Управляемый преобразователь напряжения. Опубл. 23.11.87.] может содержать генератор тактовых импульсов, амплитудный модулятор и интегратор. При управлении амплитудой импульсов типа меандр от выходного напряжения сумматора 9 формируется сигнал U_пм, пропорциональный U_пф:

Формирователь 11 кода мощности предназначен для передачи кодового сигнала управления напряжением электропитания ИП 5 по внешней дистанционной команде, либо оператором в автономном режиме. Вид кода может быть выбран исходя из особенностей реализации управляемого ИП 5. Например, для дискретного управления мощности может быть использован ряд вторичных преобразователей напряжения различного уровня [Патент РФ №2749015. Устройство усиления аналоговых сигналов. Опубл. 03.06.21.], формирующих выходное напряжение через диодный сумматор при условии отключения более высоковольтных напряжений. В этом случае ФКМ 11 должен формировать разовые команды управления отдельными преобразователями напряжения в составе ИП 5. При значительном количестве градаций мощности, ФКМ 11 может формировать двоичный код, по результату обработки которого в ИП 5 устанавливается требуемое выходное напряжение.

Соответственно, аттенюаторы 9 и 10 должны обеспечить передачу выходных сигналов параметрического фильтра 6 (аттенюатор 9) и цепи 4 обратной связи (аттенюатор 10) с коэффициентом, обратно пропорциональным дискретному увеличению напряжения электропитания. Реализация таких аттенюаторов может быть предложена на основе цифровых потенциометров, либо на операционных усилителях с соответствующим управлением коэффициента усиления. В условиях равенства коэффициента передачи ПФ 6 (β₁) и ОС 4 (β₂), аттенюаторы 9 и 10 обеспечивают изменение коэффициента передачи согласно кодовому сигналу ФКМ 1 таким образом, что уровень сигналов на входе ВУ 1 обеспечивается одинаковым для всех градаций мощности для номинального напряжения электропитания, формируемого ИП 5 в соответствии с кодом выходного сигнала ФКМ 11:

где E_0n - номинальное напряжение n-ступени напряжения электропитания с максимальной величиной первой ступени Ε₁;

К_n - коэффициент передачи аттенюаторов 9 и 10, соответствующий n-ступени градации мощности с минимальным значением К₁ для первой ступени n=1;

V_n - амплитуда импульсного напряжения при напряжении питания Е_n.

Проведенное описание блоков с определением их основных характеристик в составе заявляемого усилителя класса D с параметрическим управлением подтверждает возможность практической реализации предлагаемого технического решения.

Заявляемое устройство работает следующим образом.

Источник питания ИП 5 включает соответствующую ступень напряжения электропитания в соответствии с кодом градации мощности, формируемым ФКМ 11, например, на уровне (0,1; 0,3; 1,0)Ε₁ (где Ε₁ - номинальное напряжение максимальной градации мощности). При этом, как показано на фиг. 4, для квазистатического режима работы, соответствующим образом изменяется уровень выходного низкочастотного напряжения U_н. В условиях изменения напряжения Ε для каждой градации мощности за счет параметрической обратной связи по сигналу с выхода ПФ 6 U_пф=β₁Ε обеспечивается стабилизация U_н посредством соответствующего изменения амплитуды пилообразного напряжения U_пм. Причем выделенный процесс реализуется при одинаковом пилообразном напряжении для всех градаций мощности за счет изменения коэффициента передачи аттенюатора 9. В результате формирование модулированного импульсного напряжения V достигается посредством сравнения выходного напряжения U_p вычитающего устройства 1 с практически номинальным пилообразным напряжением для всех градаций мощности. В свою очередь, разностный сигнал U_p формируется за счет интегрирования разности входного сигнала U и сигнала обратной связи по импульсному напряжению, проходящего через ОС 4 и аттенюатор 10 при сохранении номинальной амплитуды при всех градациях мощности, что соответствует условиям обеспечения номинальной глубины обратной связи.

В результате при равенстве коэффициентов передачи ПФ 6 (β₁) и ОС 4 (β₂) для одинакового коэффициента передачи аттенюаторов К_АТ достигаются наилучшие условия параметрической стабилизации выходного низкочастотного напряжения при максимальной глубине компенсации возможных нелинейных искажений в условиях номинальной амплитуды пилообразного напряжения для всех градаций мощности, что минимизирует собственные искажения при формировании ШИМ сигнала в широком диапазоне усиления, включающем дискретное изменение градаций выходной мощности.

Отмеченная особенность принципа действия поясняется следующим равенством:

U₀ - постоянное опорное напряжение на втором входе сумматора 7.

При этом номинальное напряжение Е_0n соответствует минимальному уровню n-ступени напряжения питания.

В результате минимальная амплитуда пилообразного напряжения для всех градаций мощности обеспечивается равной:

Таким образом, в предлагаемом устройстве для β₁=β₂=β выполняется соотношение параметрической стабилизации и интегральной компенсации для всех градаций мощности:

Соответственно изменение уровня выходного сигнала U_н может быть обеспечено как изменением входного сигнала, так и дискретным изменением напряжения электропитания без ухудшения качественных характеристик в условиях дополнительного расширения динамического диапазона.

Так, если в устройстве-прототипе и в устройствах-аналогах динамический диапазон усиления не превышает 40 дБ, то в предлагаемом устройстве при использовании двух дополнительных ступеней электропитания динамический диапазон достигает 60 дБ без понижения показателей качества выходного низкочастотного напряжения.

Это преимущество является принципиально значимым для передающих устройств сигналов ГС, что позволяет рекомендовать настоящее изобретение к использованию в гидроакустических передающих трактах.