Результат интеллектуальной деятельности: Усилитель класса D

Изобретение относится к области усилительной и генераторной техники и может быть использовано в широкополосных передающих трактах звукового диапазона частот для радиовещания и звукоподводной связи.

Известны ключевые усилители мощности (КУМ) [Артым А.Д. Усилители класса D и ключевые генераторы в радиосвязи и радиовещании. М.: Связь. 1987 г.], использующие широтно-импульсную модуляцию (ШИМ) и обеспечивающие высокоэффективное усиление широкополосных сигналов звукового диапазона частот. Реализация метода ключевого усиления выгодно отличает усилители с ШИМ от линейных усилителей с энергетической точки зрения, особенно при работе на комплексную нагрузку, к которой относятся широкополосные гидроакустические излучатели.

Для усиления знакопеременных низкочастотных (НЧ) сигналов, как правило, используются усилители класса ABD, выполненные по одноканальной схеме с полумостовыми оконечными каскадами КУМ [Артым А.Д. …]. Такие устройства содержат широтно-импульсный преобразователь (ШИП), ключевой усилитель мощности и фильтр нижних частот (ФНЧ), выполненный на дросселе и конденсаторе, включенном параллельно нагрузке. Принцип действия одноканального усилителя класса ABD основан на преобразовании аналогового сигнала в последовательность широтно-модулированных импульсов с частотой переключений ƒ₀ значительно (в 20-30 раз) выше верхней частоты усиливаемого сигнала, ключевом усилении по мощности с формированием знакопеременного импульсного напряжения (с уровнем +Е и -Е, где Е - амплитуда импульсного напряжения) и выделении на выходе ФНЧ полезных низкочастотных составляющих напряжения возбуждения нагрузки.

Ключевое усиление импульсного сигнала соответствует пренебрежимо малым потерям в усилительных приборах, выполненных на высокоэффективных полевых транзисторах, находящихся в открытом или закрытом состоянии. Здесь основные потери энергии носят динамический характер и связаны с изменением их состояния, соответствующим формированию фронта, либо спада импульсного напряжения. Таким образом, потери энергии в ключевых элементах практически пропорциональны частоте переключений и могут достигать значительной относительной величины (10-15)% при повышении частоты переключений мощных каскадов КУМ до (400-600) кГц. Именно такую частоту ШИМ необходимо обеспечить для усиления широкополосных сигналов с верхней частотой F_в=20 кГц при условии необходимости обеспечения равномерности АЧХ выходного напряжения возбуждения комплексной нагрузки с коэффициентом активной мощности 0,2-0,4, характерным, в частности, для гидроакустических излучателей.

Значительно понизить (в 2 раза) частоту переключений каналов ключевого усиления (полумостовых схем КУМ) позволяет использование мостовых схем оконечных каскадов в усилителях класса BD [Артым А.Д. …], в которых используются двухканальные ШИП, формирующие широтно-модулированные импульсные последовательности, синфазные по модулирующему НЧ сигналу и противофазные по частоте ШИМ. При этом в диагонали мостовой схемы КУМ суммарное импульсное импульсов, полярность которых определяется полярностью модулирующего сигнала. Результирующая частота со изменения суммарного импульсного напряжения в два раза выше частоты переключений отдельных каналов ключевого усиления, что обеспечивает двукратное уменьшение динамических потерь энергии.

Однако повышение энергетической эффективности усилителей класса BD связано с существенным понижением качественных показателей усиливаемых сигналов, особенно сигналов с широким динамическим диапазоном изменения. Указанное обстоятельство обусловлено принципом их работы, в соответствии с которым минимальному уровню модуляции соответствует минимальная длительность импульсов результирующего напряжения и практически отсутствие высокочастотных (ВЧ) составляющих тока дросселя ФНЧ. В результате искажения длительности импульсов, в частности, обусловленных задержкой включения транзисторов, существенно влияют на искажения малых уровней выходного напряжения, практически ограничивая динамический диапазон усиления соотношением:

где τ_з - время задержки фронта включения транзисторов; Т - период следования импульсов с результирующей частотой переключения.

Принимая во внимание требуемые значения результирующей частоты переключений ƒ=1/Т=(400-600) кГц, даже при минимально необходимых задержках включения транзисторов τ_з=150 нс, динамический диапазон усиления будет ограничен на уровне 20-26 дБ.

Как показано в ранее проведенных исследованиях [Александров В.А. и др. Анализ результатов разработки энергетически эффективных широкополосных гидроакустических передающих устройств для звукоподводной связи. // Гидроакустика. 2017. №32 (4). С. 56-64], в одноканальном усилителе класса ABD искажения значительно меньше и динамический диапазон может составлять более 30 дБ.

Вместе с тем, как отмечалось, одноканальный усилитель ABD принципиально проигрывает двухканальному усилителю класса BD по показателям энергетической эффективности. В этом противоречии компромиссным вариантом реализации является переход к двухканальному усилителю класса ABD [Пат. РФ №2188498 приор. 21.01.2001, опубл. 27.08.2002 БИ №24]. Известное техническое решение использует принцип двухканальной ШИМ при последовательном трансформаторном сложении импульсных напряжений каналов ключевого усиления. При этом выходы каналов КУМ, синфазные по НЧ сигналу и противофазные по ШИМ, включаются параллельно через дроссели ФНЧ и блокировочный конденсатор. В результате в приведенном аналоге реализуются преимущества усилителя класса ABD с возможностью использования двухканальной ШИМ. Однако, использование этого технического решения [Пат. РФ №2188498…], в условиях повышения собственной частоты ФНЧ FB приводит к существенному (более чем в 2 раза) повышению верхней частоты усиливаемого сигнала, к тому же характеризуется значительной амплитудой ВЧ составляющих тока дросселей ФНЧ, уровень которых может превосходить максимальную амплитуду НЧ выходного тока. Кроме того, реализация известного двухканального усилителя класса ABD требует обязательного применения суммирующих выходных трансформаторов, габарит которых с учетом весьма низкой граничной частоты (F_н=100…300 Гц) определяет массогабаритные показатели усилительного устройства.

В значительной степени устранить отмеченные недостатки усилителя-аналога [Пат. РФ №2188498…] позволяет использование известной мостовой схемы ключевого усилителя [Пат. US2021/0344311 Al. Class D amplifiers. Pub. date Nov.4.2021], где предполагается использование двухканальной ШИМ с управляемым фазовым сдвигом между импульсными напряжениями первого и второго каналов усиления. При этом в мостовой схеме усилителя класса D обеспечиваются управляемые зоны режима BD и ABD соответственно для больших и малых уровней модулирующих сигналов.

Известный усилитель класса D [Пат. US №2021/0344311 A1…], не требующий дополнительных выходных трансформаторов для суммирования импульсных напряжений отдельных каналов, является наиболее близким к предлагаемому техническому решению и может быть принят в качестве прототипа заявляемого устройства.

Структурная схема усилителя - прототипа представлена на фиг. 1. Усилитель-прототип содержит задающий генератор 1, генератор пилообразных напряжений 2, формирователь сигнала 3, два операционных усилителя 4.1 и 4.2, две схемы сравнения 5.1 и 5.2, два предварительных усилителя 6.1 и 6.2, два канала ключевых усилителей мощности 7.1 и 7.2, источник электропитания 8 и нагрузку 9, в качестве которой используется электродинамик со значительной индуктивной составляющей входного сопротивления.

В соответствии с принципом действия, известный усилитель класса D [Пат. US2021/0344311 А1…] может обеспечивать работу двухканальной схемы ключевого усиления как в режиме BD, так и в режиме ABD. При этом в режиме ABD, особенно при малых уровнях сигнала, достигается уменьшение нелинейных искажений, связанных с «обрывом тока» дросселей ФНЧ, что обеспечивает расширение динамического диапазона усиления с 20 дБ, характерных для режима BD, до 30-36 дБ.

Вместе с тем, переход к разнополярным импульсам, характерным для режима ABD, в усилителе-прототипе за счет фазового сдвига импульсных напряжений и каналов ключевого усиления, связан с двукратным понижением результирующей частоты переключений, что существенно ухудшает качество выходного сигнала вследствие значительного уровня пульсаций на исходной частоте ƒ₀ ШИМ-преобразования. Такое понижение частоты недопустимо для передающих трактов звукоподводной связи по причине значительного подъема АЧХ на собственной частоте ФНЧ, как правило, устанавливаемой значительно выше верхней частоты усиливаемого сигнала. В результате сохраняется необходимость значительного повышения частоты ШИМ-преобразования и, как следствие, ухудшаются характеристики энергетической эффективности передающего устройства.

Задачей изобретения является повышение энергетической эффективности при расширении динамического диапазона усиления.

Техническим результатом от использования настоящего изобретения является трехкратное понижение необходимой частоты ШИМ-преобразования при уменьшении нелинейных искажений выходного сигнала и уменьшении динамических потерь энергии.

Технический результат достигается тем, что в известном усилителе класса D, содержащем задающий генератор, подключенный к входу генератора пилообразного напряжения, первый и второй выходы которого соединены с первыми входами первой и второй схем сравнения, вторые входы которых подключены к выходам первого и второго операционных усилителей, а выходы - к входам первого и второго предварительных усилителей, прямые и инверсные выходы которых соединены с первыми и вторыми входами первого и второго ключевых усилителей мощности, выводы положительного и отрицательного электропитания которых соединены с соответствующими выходами источника питания, а также нагрузку и формирователь сигнала посредством того, что в его состав введены новые признаки, а именно: третий операционный усилитель, третья схема сравнения, третий предварительный усилитель, третий ключевой усилитель мощности, а также три индуктивных фильтра, три датчика тока, сумматор и вычитающее устройство, а генератор пилообразного напряжения подключен третьим выходом к первому входу третьей схемы сравнения, второй вход которой подключен к выходу третьего операционного усилителя, а выход - к входу третьего предварительного усилителя, прямой и инверсный выходы которого соединены с первым и вторым входом третьего ключевого усилителя мощности, выводы положительного и отрицательного электропитания которого соединены с соответствующими выходами источника питания, причем выходы первого, второго и третьего ключевых усилителей мощности подключены, через первый, второй и третий индуктивные фильтры и первые выходы первого, второго и третьего датчиков тока, соответственно, к первому входу нагрузки, второй вход которой подключен к общему выходу источника питания, в причем, вторые выходы первого, второго и третьего датчиков тока соединены с первым, вторым и третьи входами вычитающего устройства и сумматора, подключенного выходом к инверсному входу вычитающего устройства, прямой вход которого соединен с выходом формирователя сигнала, а первый, второй и третий выходы, соответственно, с входами первого, второго и третьего операционного усилителя.

В предлагаемом трехканальном усилителе класса D реализация заявляемого технического результата обеспечивается совокупностью вновь введенных блоков и связей. Повышение энергетической эффективности достигается уменьшением динамических потерь энергии при счет трехкратном понижении частоты ƒ₀ переключений в каждом из трех каналов ключевого усиления при сохранении требуемого отношения результирующей частоты ƒ=3ƒ₀ к верхней частоте F_в усиливаемого сигнала ƒ/F_в=400-600 кГц. При этом расширение динамического диапазона реализуется формированием разнополярных импульсов результирующего импульсного напряжения при относительном уровне входного сигнала m=U_вх/U_пм=0…0,33. Решение задачи выделения зоны режима ABD реализуется использованием параллельного включения трех каналов ключевых усилителей мощности через индуктивные фильтры на нагрузку с выравниванием низкочастотных выходных токов, чем достигается надежность функционирования усилителя класса D с трехканальной ШИМ с параллельным сложением выходной мощности отдельных каналов ключевого усиления.

Сущность изобретения поясняется на фиг. 1-3, где приведены структурные схемы устройства-прототипа (фиг. 1) и заявляемого устройства (фиг. 2), а также временные диаграммы сигналов, поясняющие работу заявляемого устройства (фиг. 3).

Структурная схема предлагаемого усилителя класса D (фиг. 2) содержит задающий генератор 1, трехканальный генератор 2 пилообразного напряжения, формирователь 3 сигнала, операционные усилители 4.1, 4.2, 4.3, схемы 5.1, 5.2, 5.3 сравнения, предварительные усилители 6.1, 6.2, 6.3, ключевые усилители 7.1, 7.2, 7.3 мощности, индуктивные фильтры 10.1, 10.2, 10.3, датчики тока 11.1, 11.2, 11.3, сумматор 12, вычитающее устройство 13, источник питания 8 и нагрузку 9.

Для пояснения принципа действия заявляемого технического решения на фиг. 3а и фиг. 3б соответственно для большого (m≈0,75) и малого (m≈0,3) уровней усиливаемого сигнала U приведены следующие временные диаграммы: пилообразные напряжения U_п1, U_п2, U_п3, с равномерным временным сдвигом Т=Т₀/3 (где Т₀ - период переключений каналов КУМ); выходные напряжения V₁, V₂, V₃ каналов КУМ 7.1, 7.2, 7.3; результирующее импульсное напряжение V, приведенное через индуктивные фильтры 10.1, 10.2, 10.3 к нагрузке 9.

На фиг 3в иллюстрируется процесс выравнивания выходных токов КУМ (сигналы U_т1, U_т2, U_т3 датчиков тока 11.1, 11.2, 11.3) в процессе параллельного сложения за счет формирования сигналов рассогласования ΔU₁, ΔU₂, ΔU₃.

Параллельное сложение импульсных напряжений V₁, V₂, V₃ ключевых усилителей мощности 7.1, 7.2, 7.3, несмотря на высокую степень идентичности коэффициентов ШИМ-преобразования, обязательно требует выравнивания низкочастотных токов, протекающих через индуктивные фильтры 10.1, 10.2, 10.3. Такое выравнивание достигается сравнением выходных сигналов датчиков тока U_т1, U_т2, U_т3 (фиг. 3в) с суммарным средним значением, формируемым сумматором 12:

В результате, вычитающим устройством 13 получены сигналы рассогласования ΔU₁, ΔU₂, ΔU₃, которые корректируют усиливаемый сигнал U, поступающий на входы соответствующих операционных усилителей 4.1, 4.2, 4.3 в виде откорректированных значений U₁, U₂, U₃:

где k - коэффициент, определяющий глубину отрицательной обратной связи (ОС) по выходному току каналов КУМ.

Максимальная глубина ОС по току может быть обеспечена не менее 30 дБ, что обеспечивает требуемую идентичность тока индуктивных фильтров 10.1, 10.2, 10.3 (отклонение не более 3%), на необходимое условие параллельного суммирования импульсных напряжений V₁, V₂, V₃.

Все структурные блоки, входящие в состав заявленного устройства выполняются по известным правилам, а их совокупное использование приводит к достижению заявленного технического результата.

Задающий генератор 1 может быть реализован по известным схемам формирования импульсных сигналов с частотой, равной значению требуемой результирующей частоты ШИМ-преобразования ƒ=400-600 кГц.

Трехканальный генератор 2 пилообразного напряжения выполняется на трехзвенном кольцевом счетчике (три D-триггера) на счетные входы которого поступают импульсы с выхода задающего генератора с частотой 2ƒ. В результате на выходах отдельных звеньев формируются импульсные последовательности типа меандр с частотой ƒ₀=ƒ/3 в результате интегрирования которых образуются пилообразные напряжения U_п1, U_п2, U_п3 (фиг. 3а, б) равномерно сдвинутые на временной интервал τ=1/ƒ.

В качестве формирователя 3 сигнала может быть использован как собственный синтезатор заданного модулированного НЧ сигнала, либо буферный усилитель и преобразователь широкополосного сигнала от внешнего устройства.

Для реализации операционных усилителей 4.1, 4.2, 4.3 могут быть использованы типовые микросхемы 1432УД25БУ, соответствующие частотному диапазону усиливаемых сигналов.

В качестве схем сравнения 5.1, 5.2, 5.3 применяются быстродействующие компараторы (например, 1481СА1Р), задержки переключения которых не превышают 20 нс, что соответствует допустимым искажениям ШИМ-преобразования.

Предварительные усилители 6.1, 6.2, 6.3 и транзисторы полумостовых схем КУМ 7.1, 7.2, 7.3 выбираются из технических требований к максимальным значениям выходного низкочастотного (НЧ) напряжения и тока нагрузки. Например, для низковольтного усилителя класса D с выходным напряжением до 60 В (амплитуда) и номинальной выходной мощностью до 1000 ВА при максимальном суммарном выходном токе до 35 А (амплитуда) выбор драйверов и транзисторов должен соответствовать напряжению электропитания 120 В при допустимом напряжении 200 В и допустимом выходном токе не менее 20 А. Таким требованиям, например, соответствуют КУМ на транзисторах IRFS4227PBF управляемых драйвером с плавающей точкой IRSZ0124S, либо их отечественные аналоги. При необходимости повышения выходного напряжения для реализации каналов КУМ могут быть выбраны более высоковольтные полевые транзисторы, широкая номенклатура которых позволяет реализовать схемы ключевого усиления с напряжением электропитания до 1000-1200 В, что соответствует типовому уровню амплитуды возбуждения гидроакустических излучателей 300-400 В. В этом случае каналы КУМ могут быть реализованы на транзисторах CREE, например, типа С3М0065100 с допустимым выходным током 40А и драйверы с оптоэлектронной развязкой типа Si8234. Таким образом, можно обеспечить реализацию канала ключевого усиления номинальной мощности до 4 кВА. Соответственно, суммарная выходная мощность трехканального усилителя может достигать 10-12 кВА.

Индуктивные фильтры 10.1, 10.2, 10.3 обеспечивают ограничение амплитуды высокочастотного тока и выделение на нагрузке полезных НЧ составляющих суммарного импульсного напряжения. Индуктивные фильтры выполняются на дросселях, рассчитанных на номинальный ток нагрузки, индуктивность L которого определяется выбором собственной частоты F₀ фильтра низких частот существенно выше верхней частоты усиливаемого сигнала -F₀≥(1,5-2,0)F_в:

где С_н - емкость нагрузки, характерная для гидроакустических излучателей.

При этом максимальная амплитуда ВЧ тока каждого канала усиления, соответствующая выходным напряжениям V₁, V₂, V₃ типа меандр, определяется из соотношения:

где Е - амплитуда импульсного напряжения.

Как правило, значение I_{вч max} устанавливается не более максимального НЧ тока канала усиления I_{к max}=I_{н max}/3, что определяет диапазон индуктивности фильтров 10.1, 10.2, 10.3:

Выполнение условия (7) при заданных значениях С_н, Е, I_{нч max} обеспечивается соотношением ƒ₀/F_в, значение которого может быть более 20…30.

Датчики тока 11.1, 11.2, 11.3 предназначены для контроля и выравнивания выходного тока каналов ключевого усиления 7.1, 7.2, 7.3 и должны формировать сигналы U_т1, U_т2, U_т3 (фиг. 3в), напряжения которых пропорциональны току индуктивных фильтров 10.1, 10.2, 10.3. Датчики могут быть выполнены резистивными с гальванической привязкой к средней точке источника питания 8 и дополнительным усилением сигналов операционными усилителями.

Сумматор 12 предназначен для формирования среднего значения U_т по результатам взвешенного суммирования сигналов U_т1, U_т2, U_т3 (4). При соответствующем уровне выходного напряжения датчиков тока 11.1, 11.2, 11.3 может быть предложена простейшая схема резистивного суммирования.

Вычитающее устройство 13 должно обеспечивать формирование сигналов коррекции для выравнивания выходных токов каналов ключевого усиления:

При реализации вычитающего устройства предпочтительно использование операционных усилителей, обеспечивающих усиление сигналов ΔU₁, ΔU₂, ΔU₃ в k-раз для формирования результирующих сигналов U₁, U₂, U₃ (4), поступающих через операционные усилители 4.1, 4.2, 4.3 на компараторы 5.1, 5.2, 5.3. В результате ШИМ-преобразования импульсных напряжений V₁, V₂, V₃ реализуется с учетом выравнивания выходных токов каналов ключевого усиления:

Приведенное описание блоков и состава заявленного устройства подтверждает возможность реализации предлагаемого технического решения.

Заявленный усилитель класса D работает следующим образом.

Входной сигнал с выхода формирователя 3 через вычитающее устройство с необходимой коррекцией поступает на прямые входы схем сравнения, на выходах которых по результатам сравнения с опорными пилообразными напряжениями U_п1, U_п2, U_п3 формируются ШИМ сигналы, в результате усиления которых на выходах КУМ 7.1, 7.2, 7.3 образуются импульсные напряжения V₁, V₂, V₃. На фиг. 3а, б иллюстрируется формирование широтно-модулированных импульсных напряжений при равенстве U=U₁=U₂=U₃ без учета сигналов рассогласования ввиду весьма незначительных различий, необходимых для выравнивания НЧ токов:

Характерной особенностью формирования импульсных напряжений V₁, V₂, V₃ является равномерный фазовый сдвиг на частоте переключений, что соответствует эквивалентному импульсному напряжению V с утроенной частотой изменения, приложенному к результирующему индуктивному фильтру, сформированному из параллельно включенных индуктивных фильтров 10.1, 10.2, 10.3.

Следует отметить, что электропитание каналов КУМ 7.1, 7.2, 7.3 реализуется от напряжений +Е и -Е источника питания 8, средняя точка которого соединена с общим выводом нагрузки. При этом на выходах КУМ формируются знакопеременные напряжения, соответствующие режиму ABD. Указанное обстоятельство имеет принципиальное значение для уменьшения искажений и расширения диапазона усиливаемого сигнала. На фиг. 3б иллюстрируется формирование однотактной последовательности разнополярных импульсов эквивалентного напряжения V с утроенной результирующей частотой переключения ƒ=3ƒ₀. Таким образом, требуемое качество выходного сигнала достигается при возможности трехкратного понижения частоты переключений каналов ключевого усиления при соответствующем уменьшении динамических потерь энергии. Отмеченное качество заявляемого технического решения особенно важно при реализации гидроакустических передающих устройств, имеющих явно выраженную емкостную составляющую проводимости, доминирующую в диапазоне верхних частот. Специальные требования равномерности АЧХ и ФЧХ напряжения возбуждения такой нагрузки должны быть обеспечены необходимым соотношением частот ƒ/F_в=(20…30).

Преимущества заявляемого решения по сравнению с известными аналогами и прототипом позволяют в этих условиях наиболее полно выполнить требования к энергетической эффективности и показателям качества выходных сигналов, предъявляемые к гидроакустическим широкополосным передающим устройствам.

Повышение энергетической эффективности при расширении динамического диапазона в заявляемом усилителе класса D позволяет обеспечить внедрение предлагаемого технического решения в гидроакустические станции режимов гидроакустической связи (ГС). Так, если в устройстве-прототипе при усилении широкополосных сигналов ГС с верхней частотой до 20 кГц частота переключений должна составлять не менее 200 кГц, то в заявляемом устройстве достаточно обеспечить частоту переключений не более 130 кГц. При этом потери энергии в предлагаемом устройстве уменьшаются не менее, чем в 1,5 раза, а динамический диапазон напряжения увеличивается не менее, чем на 20 дБ (50 дБ по сравнению с 30 дБ, характерными для прототипа).

В настоящее время на предприятии разработаны экспериментальные образцы узлов многоканальных ключевых усилителей, результаты испытаний которых подтверждают преимущества заявляемой трехканальной схемы ключевого усиления для использования в передающей аппаратуре широкополосных режимов ГС.