Цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-четырехпозиционной фазовой манипуляцией

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в цифровых устройствах приема информационных сигналов с комбинированной амплитудной и относительной фазовой четырехпозиционной манипуляцией (АМ-ОФМ4).

Известны устройства когерентной демодуляции сигналов с комбинированной амплитудно-фазовой манипуляцией АМ-ФМ (в международном обозначении APSK) и с квадратурной амплитудной манипуляцией (КАМ или QAM), содержащие корреляторы (синхронные детекторы и интеграторы), решающие устройства и декодеры (Быховский М.А. Гиперфазовая модуляция - оптимальный метод передачи сообщений в гауссовских каналах связи. - М.: Техносфера, 2018. - 310 с.).

Недостатками таких технических решений являются аналоговая реализация, приводящая к снижению помехоустойчивости, и когерентная обработка сигнала, требующая фазовой синхронизации демодулятора, что существенно усложняет приемную аппаратуру.

Известен цифровой демодулятор сигналов с квадратурной амплитудной манипуляцией (Литвиненко В.П., Глушков А.Н. Цифровой демодулятор сигналов с квадратурной амплитудной манипуляцией // Патент РФ №2628427 С2, МПК H04L 27/38, бюл. №23, опубл. 16.08.2017), содержащий аналого-цифровой преобразователь, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов, первое и второе пороговые устройства, решающее устройство, декодирующее устройство и нормирующее и синхронизирующее устройство.

Недостатком данного технического решения является когерентная обработка сигнала, требующая наличие фазовой синхронизации тактового генератора с принимаемым сигналом, что усложняет приемную аппаратуру.

Наиболее близким по технической сущности и внутренней структуре к предлагаемому устройству является цифровой некогерентный демодулятор четырехпозиционных сигналов с относительной фазовой манипуляцией (Чернояров О.В., Глушков А.Н., Литвиненко В.П., Литвиненко Ю.В., Матвеев Б.В. Цифровой некогерентный демодулятор четырехпозиционных сигналов с относительной фазовой манипуляцией // Патент РФ №2649782 С1, МПК Н04В 1/10, H04L 27/233 от 04.04.2018, бюл. №10), содержащий аналого-цифровой преобразователь, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй n-каскадные каналы квадратурной обработки сигналов, генератор тактовых импульсов, первое и второе регистровые запоминающие устройства, первый, второй, третий и четвертый цифровые умножители, первое и второе суммирующее устройство, первое и второе вычитающее устройство, первое и второе решающее устройство и декодер.

Недостатком данного технического решения является наличие только четырех позиций сигнала и за счет этого низкая скорость передачи информации, что связано с отсутствием оценки амплитуды символа принимаемого сигнала.

Задачей предлагаемого технического решения является увеличение числа позиций сигнала с комбинированной амплитудной и относительной фазовой четырехпозиционной (квадратурной) манипуляцией (АМ-ОФМ4) при его цифровой некогерентной демодуляции, не требующей фазовой синхронизации устройства.

Технический результат предлагаемого решения заключается в повышении скорости передачи информации.

Это достигается тем, что цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-четырехпозиционной фазовой манипуляцией, содержащий последовательно соединенные аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), соответственно соединенный своими выходами с входами первого и второго n-каскадных каналов квадратурной обработки сигналов (ККО), генератор тактовых импульсов (ГТИ), первое и второе регистровые запоминающие устройства (РЗУ), первый, второй, третий и четвертый цифровые умножители (ЦУ), первое и второе суммирующее устройство (СУ), первое и второе вычитающее устройство (ВУ), первое и второе решающее устройство (РУ) и декодер (ДК), выход первого ККО соединен с входом первого РЗУ и с первыми входами первого и третьего ЦУ, а выход второго ККО соединен с входом второго РЗУ и с первыми входами второго и четвертого ЦУ, вторые входы первого и второго ЦУ образуют общую точку, соединенную с выходом первого РЗУ, вторые входы третьего и четвертого ЦУ образуют общую точку, соединенную с выходом второго РЗУ, выход первого ЦУ соединен с первым входом первого СУ, второй вход которого соединен с выходом четвертого ЦУ, выход второго ЦУ соединен с первым входом первого ВУ, второй вход которого соединен с выходом третьего ЦУ, выход первого СУ подключен к первым входам второго ВУ и второго СУ, образующим общую точку, а выход первого ВУ подключен к вторым входам второго ВУ и второго СУ, выход второго ВУ соединен с входом первого РУ, а выход второго СУ - с входом второго РУ, выходы первого и второго РУ соединены с первым и вторым входами декодера ДК, а выходы ГТИ соединены с соответствующими входами АЦП, PC, первого и второго ККО, первого и второго РЗУ, согласно изобретению снабжен квадратичным преобразователем (КП), первый и второй входы которого соединены с соответствующими выходами первого и второго ККО, блоком тактовой синхронизации (БТС), формирователем порога (ФП), блоком формирования решения об уровне сигнала (БФР) и формирователем кода (ФК), при этом выход КП подключен к общей точке, образованной соединением первых входов БТС, ФП и БФР, а выход БТС подключен к общей точке соединения вторых входов первого РУ, второго РУ, ФП, БФР и первого входа ФК, второй вход БТС соединен с соответствующим выходом ГТИ, а выход ФП соединен с третьим входом БФР, второй и третий входы ФК подключены соответственно к выходам ДК и БФР, а выход ФК является выходом демодулятора.

Предлагаемое техническое решение поясняется чертежами.

На фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого цифрового некогерентного демодулятора сигналов с амплитудно-четырехпозиционной фазовой манипуляцией, на фиг. 2 - временная диаграмма квантования сигнала, на фиг. 3 - созвездия сигнала с амплитудно-четырехпозиционной фазовой манипуляцией, на фиг. 4, фиг. 5, фиг. 6 - результаты моделирования работы демодулятора в отсутствии помех, на фиг. 7 и фиг. 8 - показаны результаты расчета и моделирования вероятности ошибок предлагаемого демодулятора в зависимости от отношения сигнал/шум (ОСШ).

Цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-четырехпозиционной фазовой манипуляцией содержит АЦП 1, своим первым входом соединенный с выходом усилителя промежуточной частоты радиоприемника (ПРМ) 2. Выход АЦП 1 соединен с первым входом регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4) 3, нечетные выходы которого соединены с соответствующими входами вычитателя (В) 4 первого ККО 5, а четные выходы - с соответствующими входами В 6 второго ККО 7. Каждый ККО помимо вычитателя содержит n-каскадно соединенных блоков накопления отсчетов (БНО). Количество БНО n определяется двоичным логарифмом числа N обрабатываемых периодов сигнала в информационном символе (n = log₂N). Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БНО.

Первый ККО 5 содержит последовательно соединенные БНО 8-1, …, 8-n, а второй ККО 7 - последовательно соединенные БНО 9-1,…, 9-n. Каждый БНО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов (MP) и сумматора (СУМ). БНО 8-1, …, 8-n содержат MP 10-1, …, 10-n и СУМ 11-1, …, 11-n соответственно, а БНО 9-1, …,9-n содержат MP 12-1, …, 12-n и СУМ 13-1, …, 13-n.

Первый вход MP 10 (12) является первым входом каждого БНО 8 (9), а соответствующие выходы MP 10 (12) соединены с первым и вторым входами СУМ 11 (13). Выход СУМ 11 (13) является выходом БНО 8 (9), а второй вход MP 10(12) является тактовым и управляющим входом БНО 8 (9).

Выход В 4 соединен с первым входом БНО 8-1 ККО 5, а выход БНО 8-n, являющийся выходом ККО 5, - с первым входом первого РЗУ 14 и с первым входом первого ЦУ 16, при этом выход РЗУ 14 соединен с соответствующими входами первого ЦУ 16 и второго ЦУ 17, образующими общую точку. Выход ККО 5 соединен также с первым входом третьего ЦУ 18.

Выход В 6 соединен с первым входом БНО 9-1 ККО 7, а выход БНО 9-n, являющийся выходом ККО 7, - с первым входом второго РЗУ 15 и с первыми входами второго ЦУ 17 и четвертого ЦУ 19, второй вход четвертого ЦУ 19 и второй вход третьего ЦУ 18 образуют общую точку, соединенную с выходом второго РЗУ 15.

Выход первого ЦУ 16 соединен с первым входом первого СУ 20, а выход четвертого ЦУ 19 подключен ко второму входу первого СУ 20. Выход второго ЦУ 17 соединен с первым входом первого ВУ 21, а выход третьего ЦУ 18 подключен ко второму входу первого ВУ 21. Выход первого СУ 20 соединен с общей точкой, образованной соединением первого входа второго ВУ 22 и первого входа второго СУ 23. Выход первого ВУ 21 соединен с общей точкой, образованной соединением второго входа второго ВУ 22 и второго входа второго СУ 23. Выход второго ВУ 22 соединен с первым входом первого РУ 24, а выход второго СУ 23 - с первым входом второго РУ 25. Выходы первого РУ 24 и второго РУ 25 соединены с первым и вторым входами декодера ДК 26.

Первый и второй входы КП 27 подключены соответственно к выходам первого ККО 5 и второго ККО 7, а выход КП 27 подключен к общей точке, образованной соединением первых входов БТС 28, ФП 29 и БФР 30. Выход БТС 28 подключен к общей точке соединения вторых входов первого РУ 24, второго РУ 25, ФП 29 и БФР 30 и первого входа ФК 31. Второй вход БТС 28 соединен с соответствующим выходом ГТИ 32, а выход ФП 29 соединен с третьим входом БФР 30.

Второй и третий входы ФК 31 подключены соответственно к выходам ДК 26 и БФР 30, а выход ФК 31 является выходом демодулятора.

Вторые входы всех MP 10 и 12 первого ККО 5 и второго ККО 7, АЦП 1, первого РЗУ 14 и второго РЗУ 15 и БТС 28 соединены с соответствующими выходами ГТИ 32.

Цифровой некогерентный демодулятор сигналов с амплитудно-четырехпозиционной фазовой манипуляцией работает следующим образом.

С выхода ПРМ 2 поступает входной сигнал с АМ-ОФМ4 вида

на вход АЦП 1, который формирует по четыре отсчета входного сигнала на период повторения в соответствии с тактовыми импульсами с частотой от ГТИ 32. В (1) обозначено: S_k - амплитуда k-го информационного символа (элемента), - несущая частота, - начальная фаза, - модулирующий фазу информационный код с возможными значениями 0, 1, 2 или 3 (двоичные коды 00, 01, 10, 11). Информационный элемент сигнала имеет длительность Т_э и содержит N периодов T₀ несущего колебания (Т_э=NT), где n - целое число. Процесс квантования для i-го периода сигнала (1) показан на фиг. 2.

Для описания многопозиционных сигналов с амплитудно-фазовой манипуляцией используются «созвездия», отображающие значения амплитуд и фаз информационных элементов сигнала, как показано на фиг. 3. Здесь черными точками обозначены возможные значения амплитуд символа, равные

U - минимальная амплитуда информационного символа, М = 16 - число позиций сигнала, декартовы оси отображают значения сдвигов фаз между принятым и предшествующим символами, а значениями 2mU, отмечены пороговые уровни принятия решения об амплитудах принятого символа.

Рассматриваемый сигнал является частным случаем сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией (KAM). Он позволяет реализовать некогерентную демодуляцию, не требующую фазовой синхронизации приемника.

На вход В 4 поступают отсчеты s_i1 и s_i3 (в дальнейшем для простоты

описания будем считать, что i - первый период k-го информационного символа), а на его выходе формируется разность

которая запоминается в MP 10-1. В следующем периоде сигнала на выходе В 4 получим величину (фиг. 2), а на выходе СУМ После поступления N периодов входного сигнала при отсутствии помех на выходе СУМ 11-n первого ККО 5 имеем результат обработки 2N отсчетов принятого информационного элемента длительностью T_э вида

Значения у_1k (3) запоминаются в РЗУ 14 емкостью N ячеек памяти.

Аналогично, при поступлении отсчетов s_i2 и s_i4 на вход В 6 на его выходе формируется разность

которая запоминается в MP 12-1. После поступления N периодов входного сигнала на выходе СУМ 13-n второго ККО 7 имеем

Значения y_2k (4) запоминаются во втором РЗУ 15 емкостью N ячеек памяти.

При обработке следующего k-го информационного символа после получения N периодов T₀ на выходах первого ККО 5 и второго ККО 7 получим отклики

В первом ЦУ 16, втором ЦУ 17, третьем ЦУ 18 и четвертом ЦУ 19 соответственно вычисляются произведения

Тогда сигналы u_1k и u_2k на выходах первого СУ 20 и первого ВУ 21 определятся как

Здесь коэффициент b_k равен величине приведенной к значениям от 0 до М/4 добавлением или вычитанием к разности фаз величины 2π.

С учетом (5) на выходе второго СУ 23 в момент окончания принятого символа получаем сигнал вида

а на выходе второго ВУ 22 -

Из (6), (7) следует, что в отсутствии помех отклики w_1k, w_2k не зависят от начальной фазы ϕ обрабатываемого сигнала (1), а определяются разностью фаз соседних информационных элементов и принимают значения 0 или при всех возможных значениях b_k, равных 0, 1, …, (М/4 -1).

Отсчеты поступают соответственно в первое РУ 24 и второе РУ 25, где они сравниваются с нулевым уровнем. После этого результирующие двоичные сигналы подаются в ДК 26, формирующий двоичные коды сдвигов фаз соседних символов, равные 00, 01, 10 или 11, в соответствии с правилом

Примеры временных диаграмм от номера i текущего периода при отсутствии помех и М = 8 (4 позиции фазы и 2 амплитуды) представлены на фиг. 4 и фиг. 5 сплошными линиями. Здесь же пунктиром показано изменение начальной фазы элементов сигнала. Символами «+» отмечены точки в которых фазы принятого и предшествующего элементов совпадают а символом «х» - точки в которых сдвиг фаз соответствует - Таким образом, по окончании приема очередного символа в ДК 26 формируется решение о сдвиге фаз сигналов в принятом и предшествующем символах, т.е. выбирается одна из четырех полуосей в созвездии на фиг. 3.

На выходе первого ККО 5 по окончании приема k-го символа формируется сумма

а на выходе второго ККО 7 -

Далее в КП 27 вычисляется величина

являющаяся оценкой амплитуды принятого k-го символа в момент его окончания.

Зависимость отклика z_k от номера i приведена на фиг. 6 (сплошная линия), где также показано изменение амплитуды символов (пунктирная линия) при М = 8 и двух градациях U и 3U. Отсюда следует, что в отсутствии помех при целочисленных выносимая оценка (8) совпадает с истинным значением амплитуды принятого символа.

Отклик при каждом текущем значении i поступает в БТС 28, формирующий стробирующие импульсы для первого РУ 24, второго РУ 25, БФР 30 и ФК 31, определяющие моменты окончания приема очередного элемента сигнала. Также отклик z_k(i) подается в ФП 29, где оценивается уровень сигнала и определяются текущие значения порогов, по которым в БФР 30 вырабатываются двоичные коды D2_k амплитуды принятого символа. Коды от ДК 26 и от БФР 30 поступают в ФК 31, формирующий двоичный код принятого информационного символа.

Тактовые импульсы формируются ГТИ 32 и поступают на АЦП, РС4, все MP 10 и MP 12, РЗУ 14, РЗУ 15 и БТС 28.

В литературе (Chernoyarov O.V. Glushkov A.N., Litvinenko V.P., Litvinenko Y.V., Matveev B.V. Fast digital algorithms for the noncoherent demodulation of the differential phase-shift keyed binary signals // International Review of Electrical Engi-neering. - 2018. - Vol. 13. - No. 4. - P. 334-341; Чернояров O.B., Глушков A.H., Литвиненко В.П., Литвиненко Ю.В., Матвеев Б.В. Цифровой некогерентный демодулятор четырехпозиционных сигналов с относительной фазовой манипуляцией // Патент РФ №2649782 С1, МПК Н04 В 1/10, H04L 27/233, Бюл. №10, опубл. 04.04.2018) получена оценка вероятности ошибки в одном двоичном разряде для демодулятора сигналов с четырехпозиционной ОФМ в канале с независимыми отсчетами гауссовского шума с нулевым средним значением и дисперсией

Здесь - функция Маркума, - модифицированная функция Бесселя нулевого порядка, а

- ОСШ для принят ого символа.

При независимости ошибок в двоичных разрядах верхнюю границу вероятности ошибочной демодуляции кода соответствующую минимальной амплитуде элемента сигнала U, можно определить как

Если для других элементов сигнала амплитуда увеличивается, вероятность ошибочной демодуляции будет снижаться. В этой связи представляет интерес усредненная (по всем возможным значениям амплитуд сигнала) вероятности ошибки В частности, при равновероятном распределении величин имеем

В канале оценки амплитуды принятого символа на выходе квадратичного преобразователя КП 27 отклик является гауссовской случайной величиной со средним значением и дисперсией Тогда вероятность ошибочной оценки амплитуды символа при числе ее позиций М/2>1 и воздействии аддитивной гауссовой помехи с независимыми отсчетами запишется в виде (Прокис Д. Цифровая связь. - М.: Радио и связь, 2000. - 800 с.)

Ошибка демодуляции возникает или при неправильном определении позиции амплитуды принятого сигнала с вероятностью и/или при ошибке демодуляции сигнала с ОФМ4 с вероятностью Тогда полная вероятность ошибки может быть найдена следующим образом:

На фиг. 7 сплошными и штриховыми линиями нанесены теоретические зависимости рассмотренных вероятностей ошибок от ОСШ h (дБ) для многопозиционного информационного символа. Здесь же кружочками, треугольниками, квадратиками, крестиками и плюсиками показаны соответствующие экспериментальные значения, полученные с помощью статистического имитационного моделирования. Верхняя сплошная линия, построенная по формуле (10) при М = 4, и кружочки описывают помехоустойчивость демодуляции сигнала с ОФМ4 без AM. Ниже штриховыми линиями, рассчитанными согласно (10), (11), и треугольниками (для М=8) либо квадратиками (для М=16) изображены зависимости средней вероятности ошибки Наконец, в нижней части фиг. 7 приведены зависимости вероятности (12) для М = 8 (штриховая линия, плюсики) и М = 16 (сплошная линия, крестики). Из фиг. 7 можно видеть хорошее согласование теоретических и экспериментальных значений вероятностей ошибок демодуляции сигналов с ОФМ4 и AM в широком диапазоне ОСШ (9).

При анализе помехоустойчивости сигналов с АМ-ОФМ4 учтем, что согласно (1), (2) информационные элементы сигнала с многопозиционной AM имеют различную амплитуду (мощность), и для каждой позиции сигнала с ОФМ4 число уровней амплитуды равно М/4. При этом среднеквадратические значения U_cp и h_cp амплитуды и ОСШ определятся как

Здесь - вероятность появления значения амплитуды U_m (2) в принимаемой последовательности информационных символов. Так, если амплитуды сигнала (1) равновероятны, так что то из (2), (9) для величин (14) получаем

Для корректного сравнения эффективности многопозиционных сигналов, имеющих различную информационную скорость, используем эквивалентное ОСШ которое при числе позиций сигнала М, запишется в виде

На фиг. 8 показаны теоретические зависимости вероятности ошибки демодуляции сигнала (1) от ОСШ (15), рассчитанные по формуле (13) при М = 8 и М = 16. Здесь же крестиками (для случая М = 8) и квадратиками (для случая М = 16) отмечены экспериментальные значения вероятности ошибки демодуляции, полученные с помощью статистического имитационного моделирования. Из приведенных результатов следует, что повышается скорость передачи информации.

Использование цифрового некогерентного демодулятора сигналов с амплитудно-четырехпозиционной фазовой манипуляцией обеспечивает высокоскоростную цифровую некогерентную демодуляцию сигналов с комбинированной амплитудной и относительной фазовой четырехпозиционной (квадратурной) манипуляцией, не требующую фазовую синхронизацию устройства, тем самым упрощается построение цифрового демодулятора сигналов с АМ-ОФМ4, например, на базе программируемых логических интегральных схем (ПЛИС), и повышается скорость передачи информации.