Формирователь мощных наносекундных импульсов с лавинообразным переключением

Предлагаемое изобретение относится к импульсной технике и приборостроению.

В ряде направлений науки и техники применяются импульсы высоких напряжений и токов с предельно возможными временами нарастания и спада. Это, например, лазерная техника, георадары, экспериментальная физика и пр.

Лавинные транзисторы позволили создавать простые и недорогие схемы импульсных генераторов наносекундного диапазона. Однако им свойственен ограниченный срок службы, зависящий от мощности производимых импульсов. Вторым существенным недостатком является сложность и ограниченность возможности регулировать длительность импульсов. Поэтому существует потребность в приборах, конкурирующих с лавинными транзисторами по скорости, и превосходящими их по мощности и простоте управления. Силовые транзисторы с изолированным затвором (ТИЗ): МОП-транзисторы (MOSFET) или биполярные транзисторы с изолированным затвором (БТИЗ или IGBT) обладают большой нагрузочной способностью и низкой стоимостью. Последние годы применение каскодной схемы включения этих транзисторов позволило почти полностью устранить эффект Миллера и таким образом повысить экономичность и быстродействие.

Из уровня техники известен импульсный источник питания, в котором применен каскод с высоковольтным ТИЗ в схеме с общим затвором, управляемый с истока низковольтным MOSFET, включенным по схеме с общим истоком (US 7345894, МПК Н02М 3/335, опубликовано 18.03.2008 г). При выключении каскода с помощью специального диода происходит утилизация паразитных зарядов для питания драйвера затвора MOSFET. Такой каскод обладает достаточной мощностью, но не удовлетворяет указанным выше требованиям по скорости переключения.

В ряде изобретений, например (US 9479159, МПК H03K 17/687, Н02М 1/088, опубликовано 25.10.2016 г) рассматривается применение так называемого дифференциального транзистора для защиты высоковольтного ТИЗ силового ключа от выбросов напряжения. Такой дифференциальный транзистор состоит из двух ТИЗ, соединенных истоками, и как составной транзистор имеет два затвора, сток и исток. Такое включение не обладает свойствами каскода и не избавляет от эффекта Миллера.

Предлагаемое изобретение направлено на создание формирователей импульсов повышенной мощности на транзисторах с изолированным затвором, позволяющих производить импульсы разной длительности с короткими фронтами.

Техническим результатом изобретения является уменьшение потерь на переключение силовых транзисторов с изолированным затвором, а также повышение качества импульсов.

Технический результат изобретения достигается формирователем мощных прямоугольных импульсов регулируемой длительности, содержащим высоковольтный n-канальный транзистор с изолированным затвором, сток которого через нагрузку соединен с плюсом источника питания, затвор соединен с источником напряжения смещения, исток соединен с истоком р-канального МОП-транзистора, сток которого соединен с общим проводом, а затвор соединен через резистор с анодом стабилитрона и непосредственно с первым выводом конденсатора, второй вывод которого соединен со стоком n-канального транзистора и нагрузкой.

Сущность изобретения поясняется чертежами, где на фиг. 1 показана электрическая схема формирователя импульсов на высоковольтном n-канальном транзисторе с изолированным затвором на примере MOSFET; на фиг. 2 представлена электрическая схема формирователя импульсов на высоковольтном n-канальном транзисторе с изолированным затвором на примере БТИЗ (IGBT). На чертежах нагрузка ключа обозначена Z, так как ее импеданс может быть достаточно сложным.

Схема фиг. 1 содержит высоковольтный n-канальный транзистор с изолированным затвором 1, в данном случае MOSFET, затвор которого соединен с источником напряжения смещения, исток соединен с истоком р-канального МОП-транзистора 3, сток которого соединен с общим проводом, затвор соединен с резистором 4 и через конденсатор 5 со стоком n-канального транзистора. В полученной схеме соединение транзисторов 1 и 3 можно рассматривать, как каскод, образованный истоковым повторителем на входе и усилителем с общим затвором на выходе, благодаря чему низкое входное сопротивление усилителя с общим затвором является нагрузкой для низкого выходного сопротивления истокового повторителя. Это обстоятельство позволяет не вводить в соединение истоков дополнительные элементы защиты от высокочастотных переходных процессов, возникающих при быстрых переключениях, для которых предназначен этот каскод.

При включении на резистор 4 от управляющего устройства (задающего генератора, ЗГ) подается напряжение, близкое к напряжению смещения на затворе транзистора 1, которое является закрывающим для всего каскода. При этом на сток транзистора 1 через нагрузку 2 поступает положительный потенциал источника питания.

Управляющий импульс ЗГ достаточной амплитуды поступает на затвор МОП-транзистора 3 через резистор 4 в открывающем направлении, то есть отрицательной полярности, заряжая затвор до напряжения порога открывания, после чего ток транзистора 3 начинает с истока транзистора 1 заряжать его затвор. После достижения порога открывания транзистора 1 происходит лавинообразное включение каскода. Причиной этого являются две петли положительной обратной связи (ПОС), первая из которых возникает через емкость сток-исток транзистора 1 с заземленным по переменному току затвором после того, как заряд затвора достигает порога открывания. Вторая петля ПОС образуется одновременно конденсатором 5 со стока транзистора 1 на затвор транзистора 3.

В первой петле ПОС действует разрядный ток емкости сток-исток, равный где U_ds - разность потенциалов сток-исток транзистора 1.

Этот ток на участке затвор-исток транзистора 1 складывается с током открывающегося транзистора 3. Таким образом, в процессе формирования фронта до полного открытия МОП-транзистора 1 увеличивающийся (вследствие нелинейности емкости сток-исток C_ds) ток разряда этой емкости ускоряет полный заряд затвора транзистора 1. Одновременно происходит увеличение тока нагрузки.

Параллельно во второй петле ПОС действует разрядный ток постоянной емкости конденсатора 5. Он также пропорционален скорости падения потенциала стока транзистора 1: и может многократно превосходить ток импульса от ЗГ. Сигнал с выхода ЗГ поступает на затвор через резистор 4, который является дополнением к выходному сопротивлению ЗГ и служит для защиты выхода ЗГ от токов второй петли ПОС через конденсатор 5, а также предотвращает шунтирование этих токов выходной проводимостью ЗГ. Грубый расчет предполагает, что за время полного включения силового ключа 1 затвору МОП-транзистора 3 через конденсатор 5 должен быть передан заряд, предусмотренный производителем для его полного включения. Это дает минимальную величину емкости конденсатора 5: C=Q/ΔU, где Q -результирующий заряд емкостей МОП-транзистора 3 для затвора в этой схеме, а ΔU - перепад потенциала стока. Например, если положить Q равным полному заряду затвора МОП-транзистора 3, что, как показывает практика, близко к истине, то для транзистора IRF9Z34N и ΔU=600 В это дает 7.9 нКул/600 В=13.17пФ. Соответственно, ток через конденсатор 5 при включении зависит от скоростных свойств транзисторов 1 и 3. Например, для пары IRF9Z34N - IRG4BC15UD PSpice-моделирование дало 2нС и 4А.

Эти величины показывают, что проводники каскода, участвующие в процессах переключений, для уменьшения индуктивности должны иметь минимальную длину. Идеально это требование может быть выполнено только в интегральном исполнении транзисторов каскода и конденсатора 5. Для некоторых типов высоковольтных транзисторов такое исполнение каскода оказывается предпочтительным из-за гигагерцовой скорости переключения.

После окончания открывающего импульса от ЗГ происходит обратный процесс закрывания транзисторов каскода, который происходит также ускоренно вследствие действия ПОС, однако с отличием. Первая петля ПОС особенно сильна в начале этого процесса из-за большой величины емкости сток-исток при малом потенциале стока. Поэтому каскод почти полностью закрывается в самом начале этого процесса, после чего начинается сравнительно медленный процесс заряда емкостей конденсатора 5 и емкости сток-исток высоковольтного транзистора через сопротивление нагрузки. В этом процессе канал МОП-транзистора не участвует, так как сопротивление канала максимально, и выделение тепла не происходит. Поэтому формирование заднего фронта в отличие от переднего происходит пассивно, то-есть под действием напряжения питания без участия активных элементов, в данном случае транзисторов каскода, которые уже закрылись. Таким образом, крутизна заднего фронта определяется свойствами RC-цепи, то-есть импеданса нагрузки и суммарной емкости конденсатора 5 и стока высоковольтного транзистора.

Длина выходного импульса ограничена снизу задержками включения-выключения транзисторов каскода и в небольшой степени качествами импульса от ЗГ. Ограничение этой длины сверху зависит от рассеивания тепла на транзисторах каскода в открытом состоянии, то-есть от токовой нагрузки каскода.

В схеме фиг. 2 высоковольтный транзистор 1 заменен на IGBT. Описание работы этого каскода аналогичное и особенностей не имеет. В обеих схемах присутствие стабилитрона 6 демонстрирует способность каскода работать с традиционными драйверами затвора, выдающими однополярные импульсы. При этом емкость конденсатора 5 выбирается достаточной величины для того, чтобы энергии ее заряда было достаточно для полного открывания транзистора 3. Как показывает компьютерное моделирование, увеличение требуется незначительное. Запертый в обратном направлении стабилитрон препятствует саморазряду затвора, пока драйвер выдает низкий потенциал.

Сокращение длины фронтов переключения уменьшает термовыделение в ТИЗ и позволяет увеличить частоту переключения.

Таким образом, предложенное изобретение позволяет за счет лавинообразного переключения каскода получать мощные импульсы с коротким передним фронтом, что расширяет функциональные возможности формирователей импульсов.