СПОСОБ СИНХРОНИЗАЦИИ В СИСТЕМАХ С ПРЯМЫМ РАСШИРЕНИЕМ СПЕКТРА

Изобретение относится к области электрической радиосвязи и, в частности, к синхронизации фазоманипулированных сигналов, применяемой в радиолокационных и радионавигационных системах связи, а также в мобильных системах приема и передачи данных, работающих в условиях значительного превышения уровня помех и шума над уровнем информационного сигнала.

Известно, что пилот-сигнал, содержащий информацию для синхронизации, может быть передан на частоте, не совпадающей с несущей частотой полезного информационного сигнала [1]. В таком случае реализация заключается в использовании двухканальных передатчика и приемника при ƒ₁≠ƒ₂, где ƒ₁ - несущая частота для первого канала, ƒ₂ - несущая частота для второго канала. Недостатком такого способа является избыточное использование частотного ресурса.

Близким к предлагаемому изобретению является способ, описанный в патенте РФ №2358402, в котором синхронизация осуществляется путем возведения во вторую степень принятого сигнала, прошедшего через усилитель и полосовую фильтрацию [2]. Недостатком такого способа при корреляционном детектировании фазоманипулированных сигналов на фоне шумов и помех является невозможность достоверного приема и детектирования информационного сигнала указанного способа при отрицательных соотношениях сигнал/шум.

Наиболее близким к предлагаемому изобретению является способ, описанный в патенте РФ №2358401, в котором синхронизация осуществляется путем возведения во вторую степень принятого сигнала, прошедшего через усилитель и полосовую фильтрацию [3].

Недостатком прототипа при корреляционном детектировании фазоманипулированных сигналов на фоне шумов и помех является невозможность достоверного приема и детектирования информационного сигнала указанного способа при отрицательных соотношениях сигнал/шум.

Задачей настоящего изобретения является обеспечение достоверного приема фазоманипулированных сигналов при отрицательных соотношениях сигнал/шум.

Это достигается благодаря тому, что относительно устройства для передачи и приема дискретных сообщений с использованием сигналов с прямым расширением и автокорреляционным сжатием спектра, предложенного в прототипе, включающего в себя на приемной стороне полосовую фильтрацию и демодуляцию, дополнительно: на передающей стороне организовывают квадратурный канал, в котором гармонический сигнал на несущей частоте модулируется меандром с частотой выдачи символов, равной тактовой информационной частоте, передаваемый сигнал представляют как сигнал, равный сумме сигнала синфазного канала и сигнала квадратурного канала, ослабленного относительно сигнала синфазного канала, прошедшей через общий полосовой фильтр, согласованный по полосе пропускания с информационным сигналом, на приемной стороне сигнал после входного полосового фильтра дублируют в два канала, причем в синфазном канале восстанавливают информацию, а в квадратурном канале сигнал перемножают с гармоническим сигналом, результат перемножения подвергают узкополосной фильтрации и выделению знака, после чего полученный сигнал подают на вход синхронизации синфазного канала и к внешним устройствам.

Суть предлагаемого способа показана на фиг. 1 и фиг. 2, где

1 - блок вычисления сигнала синфазного канала,

2 - блок перемножения,

3 - блок умножения на константу,

4 - блок вычисления суммы,

5 - блок полосовой фильтрации на передаче,

6 - блок передающей антенны,

7 - блок приемной антенны,

8 - блок полосовой фильтрации на приеме,

9 - блок дублирования сигнала в два канала,

10 - блок восстановления сигнала синфазного канала,

11 - блок демодуляции,

12 - блок перемножения на приеме,

13 - блок узкополосной фильтрации,

14 - блок выделения знака.

Для реализации способа выполняют следующую последовательность действий:

1) Вычисляют сигнал в синфазном канале на передаче

где s_инф(t) - информационный сигнал,

s_псп(t) - сигнал псевдослучайной последовательности,

ƒ - несущая частота,

К₁ - передаточная характеристика блока вычисления сигнала синфазного канала на передаче.

2) Перемножают меандр s_меандр(t) и гармонический сигнал cos(2πƒt)

3) Уменьшают амплитуду результата перемножения s₂(t) в K₃ раз

где K₃≤1 - коэффициент ослабления сигнала в квадратурном канале относительно сигнала синфазного канала.

4) Суммируют сигналы из синфазного и квадратурного каналов

5) Осуществляют полосовую фильтрацию суммарного сигнала

где K₅ - передаточная характеристика блока полосовой фильтрации на передаче.

6) Излучают сигнал s₅(t) в эфир

где K₆ - передаточная характеристика блока антенны на передаче.

7) Принимают из эфира сигнал

где K₇ - передаточная характеристика блока антенны на приеме,

n (t) - шумы в эфире.

8) Осуществляют полосовую фильтрацию принятого сигнала

где K₈ - передаточная характеристика блока полосовой фильтрации на приеме.

9) Дублируют сигнал s₈ (t) в два канала приемного устройства

10) Восстанавливают в синфазном канале информационный сигнал

где s_синхр(t) - сигнал синхронизации, получаемый в квадратурном канале,

K₁₀ - передаточная характеристика блока вычисления сигнала синфазного канала на приеме.

11) Демодулируют сигнал s₁₀(t) для получения информационного сообщения

где K₁₁ - передаточная характеристика блока демодуляции.

12) Перемножают в квадратурном канале дублированный сигнал и гармонический сигнал cos(2πƒt)

13) Осуществляют узкополосную фильтрацию в квадратурном канале

где K₁₃ - передаточная характеристика блока узкополосной фильтрации.

14) Сравнивают s₁₃(t) с нулевым уровнем порогового напряжения. Сигнал на выходе блока 14 описывается выражением

15) Подают сигнал s_синхр(t) на вход синхронизации синфазного канала в приемном устройстве и к внешним устройствам.

Рассмотрим пример осуществления способа. Предположим, на вход блока вычисления сигнала синфазного канала поступает последовательность [1, 1, - 1, 1, - 1, - 1, - 1, 1, 1, 1, - 1, 1, - 1, - 1, - 1, 1, 1, 1, - 1] с частотой выдачи символов 25 кГц (фиг. 3). Сигнал на выходе блока вычисления сигнала синфазного канала при несущей частоте ƒ=256 МГц и длине псевдослучайной последовательности 1024 представляет собой модулированный гармонический сигнал s₁(t) (фиг. 4). Предположим, на вход блока перемножения поступает меандр [1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1, 1, - 1] с частотой выдачи символов 50 кГц (фиг. 5). Сигнал на выходе блока умножения на константу представляет собой модулированный гармонический сигнал s₃(t) (фиг. 6). На выходе блока вычисления суммы имеем сигнал s₄(t) (фиг. 7). На выходе блока полосовой фильтрации на передаче с полосой пропускания 80 МГц на центральной частоте 256 МГц имеем сигнал (фиг. 8). В результате воздействия шума при соотношении сигнал/шум «минус» 20 дБ на входе блока полосовой фильтрации с полосой пропускания 80 МГц на центральной частоте 256 МГц имеем сигнал s₇(t) (фиг. 9), а на выходе сигнал s₈(t) (фиг. 10). На выходе блока восстановления сигнала синфазного канала имеем сигнал s₁₁(t) (фиг. 11). На выходе блока узкополосной фильтрации с полосой пропускания 2,5 кГц на центральной частоте 256 МГц в квадратурном канале имеем сигнал s₁₂(t) (фиг. 12). На выходе блока выделения знака имеем сигнал s_синхр(t) (фиг. 13). После всех преобразований имеем осциллограммы передаваемого и детектированного информационных сообщений, а также детектированный сигнал синхронизации (фиг. 14).

На фиг. 3 представлена осциллограмма информационного сигнала.

На фиг. 4 представлена осциллограмма сигнала на выходе блока синфазного канала на передаче.

На фиг. 5 представлена осциллограмма меандра.

На фиг. 6 представлена осциллограмма меандра после перемножения с гармоническим сигналом и уменьшения амплитуды в K₃ раз.

На фиг. 7 представлена осциллограмма суммы сигналов из синфазного и квадратурного каналов.

На фиг. 8 представлена осциллограмма суммарного сигнала после полосовой фильтрации на передаче.

На фиг. 9 представлена осциллограмма сигнала с шумом на входе приемной антенны.

На фиг. 10 представлена осциллограмма сигнала после полосовой фильтрации на приеме.

На фиг. 11 представлена осциллограмма сигнала на выходе блока восстановления сигнала синфазного канала.

На фиг. 12 представлена осциллограмма сигнала после узкополосной фильтрации в квадратурном канале.

На фиг. 13 представлена осциллограмма сигнала на выходе блока сравнения с нулевым уровнем порогового напряжения.

На фиг. 14 представлены осциллограммы передаваемого и детектированного информационных сообщений, а также детектированный сигнал синхронизации.

Способ синхронизации в системах с прямым расширением спектра избавлен от избыточного использования частотного ресурса и делает возможным достоверный прием и детектирование при отрицательных соотношениях сигнал/шум.

Источники информации

1. Феер К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра. Пер. с англ. Под ред. В.И. Журавлева. - М.: Радио и связь, 2000. - 520 с.

2. Патент РФ №2358402. Устройство для передачи и приема дискретных сообщений с использованием сигналов с прямым расширением спектра - аналог.

3. Патент РФ №2358401. Устройство для передачи и приема дискретных сообщений с использованием сигналов с прямым расширением и автокорреляционным сжатием спектра - прототип.