Результат интеллектуальной деятельности: Способ фазовой синхронизации спутникового сигнала с ГММС-модуляцией

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в приемниках спутниковых сигналов с ГММС-модуляцией. Способ относится к классу замкнутых методов цифровой синхронизации сигналов. Способ основан на восстановлении несущей частоты путем возведения сигнала во 2-ую степень и дальнейшей фазовой синхронизации с помощью прямой и обратной связей.

Известны способы восстановления несущей частоты [1, 2, 3].

На практике, фаза спутникового сигнала под действием эффекта Доплера приобретает искажение вида ϕ(k)= аk² /2+ν₀k+ϕ₀ [1, с. 28], где ϕ₀ и ν₀ - фаза и частота сигнала в начальный момент времени, а - скорость изменения частоты сигнала. Исходя из этого, недостатком способа, описанного в патенте [2], является отсутствие обратной связи, но имеются фильтры нижних частот (ФНЧ), что может привести к выходу полосы сигнала за пределы полосы пропускания ФНЧ, и как следствие, к неработоспособности системы. Также в этом способе используется вычисление быстрого преобразования Фурье, что требует достаточно больших вычислительных затрат и может быть неприемлемым в системах реального времени.

Из известных способов наиболее близким к предлагаемому является способ восстановления несущей, описанный в [3 с. 90, 4 с. 292]. Данный способ основан на возведении сигнала в квадрат. В результате чего, в спектре сигнала появляются частоты, соответствующие верхней и нижней частотам передачи дискретных символов «0» и «1». Далее сигнал разделяется на 2 канала и в каждом из каналов фильтруется с помощью систем фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Системы ФАПЧ настроены соответственно на частоту несущей ± половина от частоты смены символов. Далее происходит деление частоты на 2, сложение сигналов в каждом из каналов для получения несущей частоты и перемножение сигналов в каждом из каналов для получения тактовой частоты. Затем, полученная несущая частота перемножается с исходным сигналом, тем самым устраняя частотный и фазовый сдвиги.

Недостатком способа-прототипа является необходимость построения системы ФАПЧ с порядком астатизма равным 3, для того, чтобы скомпенсировать до нуля фазовую ошибку при линейно изменяющемся частотном сдвиге. Однако система ФАПЧ 3-го порядка менее устойчива, чем ФАПЧ 1-го порядка.

Поэтому за прототип был выбран способ фазовой синхронизации, основанный на ФАПЧ 1-го порядка [5 с. 29]. Способ-прототип основан на вычислении фазовой ошибки, которая далее подвергается нелинейному преобразованию и умножению на масштабирующий коэффициент. Далее сигнал подается на генератор, управляемый напряжением (ГУН), который на выходе производит моногармонический сигнал с частотой равной величине входного сигнала.

Предлагаемый способ базируется на использовании петли обратной связи с астатизмом 1-го порядка для коррекции изменения частоты и использовании прямой связи для коррекции фазы и остаточного частотного сдвига сигнала.

Задача, решаемая предлагаемым изобретением, - уменьшение порядка астатизма системы с обратной связью.

Решение поставленной задачи достигается тем, что в способе фазовой и тактовой синхронизации, основанном на использовании системы фазовой автоподстройки частоты 1-го порядка, состоящем из вычисления фазовой ошибки равной четырехкратной оценке фазы, развертывания фазовой ошибки, умножения фазовой ошибки на масштабирующий коэффициент, получении генератором обратной связи моногармонического комплексного сигнала с фазой равной по величине проинтегрированному значению развернутой и отмасштабированной фазы, перемножения входного сигнала с сигналом с выхода генератора обратной связи, согласно изобретению после перемножения осуществляют возведение результирующего сигнала в квадрат, переносят частоту полученного сигнала на половину частоты следования символов вверх для формирования первой компоненты и аналогично переносят частоту вниз для формирования второй компоненты, фильтруют с помощью ФНЧ и перемножают обе компоненты для получения сигнала, содержащего четырехкратную оценку фазы, уменьшают частоту полученного сигнала в 4 раза, осуществляют его комплексное сопряжение и перемножение с результирующим сигналом для получения сигнала с нулевым частотным и фазовым сдвигом.

Технический результат изобретения заключается в уменьшении астатизма контура обратной связи до 1-го порядка, что повышает устойчивость системы, по сравнению с системой ФАПЧ 3-го порядка [5 с. 39].

На фигуре представлена схема фазовой синхронизации, обеспечивающая работу данного способа.

Предлагаемый способ работает следующим образом. Поступающие на вход отсчеты смеси комплексного сигнала и шума , где n(k) - шумовая компонента, E_s - энергия сигнала на символ, T - символьный период, τ - временная задержка между генератором тактовых импульсов в приемнике и передатчике, α -значение бита ±1, перемножаются в смесителе 1 с сигналом с выхода ГУН 13.

Затем сигнал с выхода перемножителя 1 возводится в квадрат блоком 2. В результате возведения в квадрат у сигнала частично снимается модуляция, его фаза, а, следовательно, и частота, удваиваются, и в спектре сигнала появляются две частоты 2dϕ(k) / dk ± ƒ_sym /2, а сигнал приобретает вид

где знак «+» или «-», зависит от передаваемых битов, и показывает, увеличивается или уменьшается фаза сигнала, ƒ_sym - символьная скорость сигнала.

Далее сигнал разделяется на два канала. В первом канале сигнал с выхода устройства возведения в квадрат 2 подается на вход смесителя 4, где перемножается с комплексным гармоническим сигналом частоты с выхода тактового генератора 3, в результате чего на выходе получается сигнал частоты

Также сигнал с выхода тактового генератора 3 подается на вход блока комплексного сопряжения 5. Во втором канале сигнал с выхода устройства возведения в квадрат 2 подается на вход смесителя 6, где перемножается с комплексным сигналом отрицательной частоты с выхода блока 5.

Сигнал с выхода смесителя 4 в первом канале подается на вход ФНЧ 7, а сигнал во втором канале с выхода смесителя 6 подается на вход аналогичного ФНЧ 8. На блок умножения 9 подаются сигналы с выходов ФНЧ 7 и 8, которые имеют вид и соответственно, где и - шумовые компоненты на выходе фильтров.

В результате чего на выходе перемножителя 9 получается сигнал частоты 4dϕ(k)/dk, который имеет вид . Пренебрегая шумовой компонентой , сигнал примет вид , где является оценкой фазы сигнала.

Сигнал с выхода перемножителя 9 подается на вход фазового детектора 10. В фазовом детекторе от входного сигнала берется аргумент, который представляет собой ошибку слежения за фазой. Полученная фаза с выхода фазового детектора подается на блок развертывания фазы 11, где она переводится из разрывной функции со значениями в интервале (-π, π) в непрерывную функцию без разрывов. В результате на выходе блока 11 получается ошибка слежения за фазой вида .

С выхода блока 11 сигнал подается на вход умножителя 12, который осуществляет умножение сигнала на коэффициент K. Сигнал с выхода умножителя 11 подается на вход ГУН 13, в котором генерируется комплексный гармонический сигнал с фазой ϕ_ГУН(k), пропорциональной проинтегрированному входному сигналу. Также, сигнал с выхода перемножителя 9 подается на блок 14, в котором комплексно сопрягается, также в этом блоке частота и фаза сигнала уменьшается в 4 раза, и на выходе получается сигнал вида .

На блок умножения 15 подается сигнал с выхода блока предварительного переноса частоты 1 и с выхода блока 14, а на выходе получается сигнал вида , имеющий нулевую частоту и неопределенность фазы (для способов, основанных на возведении сигнала в степень [3 с. 90], к которым относится предложенный способ), равную ±π/4.

Доказательство того, что обратная связь компенсирует изменение частоты, получается из решения уравнения для ошибки слежения за фазой . Если положить, что е(k) в стационарном состоянии имеет вид е(k)=αk+β, а также, что при прохождении сигнала через ФНЧ, фаза сигнала приобретает фазовый сдвиг ψ, который зависит от фазо-частотной характеристики ФНЧ, то сигнал с выхода ГУН имеет фазу , где C₀ - сдвиг фазы ГУН относительно фазы несущей. Тогда уравнение для ошибки слежения за фазой перепишется следующим образом или, после подстановок, . Откуда, после сравнения коэффициентов при одинаковых степенях k, следует, что в установившемся состоянии синхронизма ошибка слежения за фазой имеет вид е(k)=αk/K+ν₀/K-α/K². А сигнал после входного переноса частоты будет иметь фазовый сдвиг ν₀k+ϕ₀-Kβk-C₀, который устраняется в выходном умножителе 15.

Формула изобретения

Способ фазовой и тактовой синхронизации, основанный на использовании системы фазовой автоподстройки частоты 1-го порядка, состоящий из вычисления фазовой ошибки равной четырехкратной оценке фазы, развертывания фазовой ошибки, умножения фазовой ошибки на масштабирующий коэффициент, получении генератором обратной связи моногармонического комплексного сигнала с фазой равной по величине проинтегрированному значению развернутой и отмасштабированной фазы, перемножения входного сигнала с сигналом с выхода генератора обратной связи, отличающийся тем, что после перемножения осуществляется возведение результирующего сигнала в квадрат, перенос частоты полученного сигнала на половину частоты следования символов вверх для формирования первой компоненты и аналогичный перенос частоты вниз для формирования второй компоненты, фильтрация с помощью ФНЧ и перемножение обоих компонент для получения сигнала, содержащего четырехкратную оценку фазы, уменьшение частоты полученного сигнала в 4 раза, его комплексное сопряжение и перемножение с результирующим сигналом для получения сигнала с нулевым частотным и фазовым сдвигом.

Источники информации

1. I. АН [et al.] Doppler application in LEO satellite communication systems. Kluwer Academic Publisher, 2002. 121 p.

2. Патент RU №2233452, Способ извлечения информации о доплеровском сдвиге частоты несущей сигнала и устройство для его осуществления.

3. Банкет В.Л., Дорофеев В.М. Цифровые методы в спутниковой связи. -М.: Радио и связь, 1988. - 240 с.

4. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь. Пер. с англ./Под ред. В. В. Маркова. - М.: Связь, 1979. - 592 с.

5. Э. Витерби. Принципы когерентной связи: пер. с англ. / под ред. Б. Р. Левина. М.: Сов. радио, 1966. 392 с.