Результат интеллектуальной деятельности: УСТРОЙСТВО КОМПЕНСАЦИИ ПОМЕХ

Изобретение относится к радиотехнике и может найти применение в устройствах радиосвязи.

Известны устройства подавления узкополосных помех, описанные в а.с. №1688416, Н04В 1/10, а также в патентах РФ №2034403, Н04В 1/10, №2204203, Н04В 1/10, мультипликативное устройство защиты от узкополосных помех, описанное в патенте №2287899, Н04В 1/10, опубл. 20.11.2006, Бюл. №32, недостатком которых является невысокая степень подавления узкополосных помех, устройства подавления широкополосных помех, описанные в патентах РФ 2115234, 10.07.1998, РФ 2143783, 29.06.1999, РФ 2190297, 19.07.2000, недостатком которых является невысокая степень подавления помех.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является двухбалансный преобразователь с компенсацией помех, описанный в книге Максимова М.В., Бобнева М.П., Кривицкого Б.Х. и др. «Защита от радиопомех», изд. «Сов. радио», 1976 г., стр.254-258, принятый за прототип.

Структурная схема прототипа приведена на фиг.1, где обозначено: 2 - сумматор; 6 - полосовой фильтр; 9 - генератор гармонических колебаний; 10, 20 - первый и второй фазовращатели; 18, 19 - первый и второй балансные смесители.

Устройство-прототип содержит последовательно соединенные первый балансный смеситель 18, сумматор 2, полосовой фильтр 6, выход которого является выходом устройства, а также последовательно соединенные генератор гармонических колебаний 9, первый фазовращатель 10, второй балансный смеситель 19 и второй фазовращатель 20, выход которого соединен со вторым входом сумматора 2. При этом выход генератора гармонических колебаний 9 соединен со вторым входом первого балансного смесителя 18, первый вход которого соединен с первым входом второго балансного смесителя 19 и является входом устройства.

Устройство-прототип работает следующим образом.

Принцип компенсации помех двухбалансным преобразователем рассмотрим на примере РЛС, излучающей монохроматический сигнал, который отражается от цели, приближающейся к РЛС.

Поступающая с выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) приемника аддитивная смесь сигнала и помехи разделяется на две одинаковые суммы сигнала и помехи и подается на первые входы первого 18 и второго 19 балансных смесителей соответственно:

где U_C, ω_ПР - амплитуда и частота сигнала, соответственно,

φ - фаза сигнала;

ω_Д - доплеровская частота;

U_П(t) - амплитуда помехи.

На вторые входы первого балансного смесителя 18 и второго балансного смесителя 19 подается опорное напряжение:

где U_ОП - амплитуда опорного напряжения.

Мгновенное значение напряжения U_П(t) запишем в следующем виде:

n=f_УП/δ,

где f_УП - полоса пропускания УПЧ;

δ - частотный интервал между соседними гармоническими составляющими напряжения U_П(t);

U_П - амплитуда гармонической составляющей напряжения U_П(t);

ψ_i, φ_i - начальные фазы.

Первый 18 и второй 19 балансные смесители осуществляют операцию умножения входных сигналов и формируют напряжение, фаза которого равна разности фаз сомножителей. Вследствие этого на выходе первого балансного смесителя 18 с коэффициентом передачи K_б1 будем иметь:

С помощью первого фазовращателя 10, который как и второй фазовращатель 20 считается идеальным, создается напряжение

Поэтому для напряжения U₂(t), вырабатываемого вторым балансным смесителем 19 с коэффициентом передачи

К_б2=К_б1,

получим

Следовательно, выходное напряжение U₃(t) на выходе второго фазовращателя 20 будет равно:

На выходе сумматора 2 получается сигнал:

То есть составляющие помехи с частотами ω_пр - iδ компенсируются двухбалансным преобразователем.

Недостатком устройства-прототипа является низкая эффективность работы устройства, а также ограниченная область применения, а именно применение только для случаев использования непрерывных монохроматических сигналов (доплеровская радиолокация) и частотно-модулированных сигналов.

Задачей предлагаемого устройства является расширение функциональных возможностей и повышение эффективности его работы, в том числе в условиях помех.

Для решения поставленной задачи в устройство компенсации помех, содержащее сумматор, полосовой фильтр, последовательно соединенные генератор гармонических колебаний и фазовращатель, согласно изобретению введены усилитель, последовательно соединенные первый блок детектирования и блок вычитания, выход которого является выходом устройства, последовательно соединенные фазовращатель на π, четвертый электронный ключ, второй сумматор и второй блок детектирования, выход которого соединен со вторым входом блока вычитания, выход которого через последовательно соединенные блок управления и инвертор соединен со вторым входом второго электронного ключа, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора, при этом второй выход блока управления соединен со вторым входом фазовращателя, выход которого соединен со вторым входом блока умножения, первый вход которого подсоединен к входу усилителя и является входом устройства, выход усилителя соединен с первым входом первого сумматора и через третий электронный ключ соединен с вторым входом второго сумматора, выход полосового фильтра соединен с первым входом первого электронного ключа и с входом фазовращателя на π, выход которого соединен с первым входом второго электронного ключа, первый выход блока управления соединен со вторыми входами первого, третьего и четвертого электронных ключей, причем выход первого электронного ключа соединен со вторым входом первого сумматора, выход которого соединен с входом первого блока детектирования, выход блока умножения соединен с входом полосового фильтра.

Структурная схема заявляемого устройства приведена на фиг.2, где обозначено:

1 - усилитель;

2, 16 - первый и второй сумматоры;

3, 17 - первый и второй блоки детектирования;

4 - блок вычитания;

5 - блок умножения;

6 - полосовой фильтр;

7, 8, 13, 15 - первый, второй, третий и четвертый электронные ключи;

9 - генератор гармонических колебаний;

10 - фазовращатель;

11 - инвертор;

12 - блок управления;

14 - фазовращатель на π.

Предлагаемое устройство содержит последовательно соединенные усилитель 1, первый сумматор 2, первое устройство детектирования 3 и блок вычитания 4, выход которого является выходом устройства. Кроме того, последовательно соединенные блок умножения 5, полосовой фильтр 6 и первый электронный ключ 7, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора 2, а также последовательно соединенные генератор гармонических колебаний 9 и фазовращатель 10, выход которого соединен со вторым входом блока умножения 5, первый вход которого подсоединен к входу усилителя 1 и является входом устройства. Последовательно соединенные фазовращатель на π 14, четвертый электронный ключ 15, второй сумматор 16 и второй блок детектирования 17, выход которого соединен со вторым входом блока вычитания 4, выход которого через последовательно соединенные блок управления 12 и инвертор 11 соединен со вторым входом второго электронного ключа 8, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора 2. Второй выход блока управления 12 соединен со вторым входом фазовращателя 10. Причем выход усилителя 1 через третий электронный ключ 13 соединен со вторым входом второго сумматора 16. Выход полосового фильтра 6 соединен с входом фазовращателя на π 14, выход которого соединен с первым входом второго электронного ключа 8. Первый выход блока управления 12 соединен со вторыми входами первого 7, третьего 13 и четвертого 15 электронных ключей.

Блок управления 12 может быть выполнен, например, по схеме, приведенной на фиг.3, где обозначено:

12.1 - аналогово-цифровой преобразователь (АЦП);

12.2 - вычислительный блок;

12.3 - цифроаналоговый преобразователь (ЦАП).

Блок управления 12 содержит последовательно соединенные АЦП 12.1, вычислительный блок 12.2, ЦАП 12.3, первый выход которого является первым выходом блока управления 12, а его второй выход - вторым выходом блока управления 12. Вход АЦП 12.1 является входом блока управления 12.

Предлагаемое устройство работает следующим образом.

Для обеспечения работы заявляемого устройства сигнал с любым видом модуляции в передатчике может формироваться следующим образом.

1. Из исходного сигнала формируется дополнительный сигнал путем смещения исходного сигнала по частоте (повышение или понижение частоты) на полосу сигнала и сдвига фазы сигнала на 180° (π). После чего исходный сигнал и сформированный таким образом сигнал суммируются и излучаются. При этом ширина полосы частот результирующего сигнала в два раза превышает ширину полосы частот исходного сигнала.

2. Образуется сетка частот, которая состоит из двух сеток частот, первая из которых представляет собой сетку, у которой расстояние по частоте между частотными составляющими одинаково и равно 2f_СД.

Здесь f_СД - значение частоты, на которое осуществляется сдвиг по частоте.

f_СД должно удовлетворять следующему условию. Значение f_СД должно быть значительно меньше полной ширины спектра сигнала (F), например,

F/f_СД>20.

Это значение может значительно изменяться в зависимости от вида модуляции сигнала, например, для узкополосных сигналов и для широкополосных сигналов.

Вторая сетка частот формируется из первой путем сдвига частот сетки на f_СД и сдвига фазы сигнала на 180° (π).

Каждая гармоническая составляющая сигнала записывается в виде:

U_Ci cos(ω_Cit+φ_Ci),

где U_Ci, ω_Ci, φ_Ci - амплитуда, частота и фаза i-ой частотной составляющей сигнала, соответственно.

При этом

Расстояние по частоте между частотными составляющими первой сетки (2f_СД) может, например, составлять 2 кГц, тогда в результирующем сигнале расстояние между соседними частотами будет составлять 1 кГц.

Генератор сетки частот может быть выполнен на основе любого известного генератора сетки частот, например, как генератор квазихаотических колебаний с изменяемыми параметрами спектра по патенту №2330375, Н03В 5/00, причем в этом случае частоты генераторов, управляемых напряжением, задаются таким образом, чтобы они являлись сеткой частот, расстояние между которыми одинаково, например, 2 кГц, 4 кГц, 6 кГц, …

В приемном устройстве принимается аддитивная смесь сигнала и помехи (для случая формирования сигнала в виде сетки частот):

где U_Ci, U_Cli, U_Pi, ω_Ci, φ_pi, φ_Ci, φ_C1i, φ_Pi - амплитуда, частота и фаза частотных составляющих сигнала и частотных составляющих помехи соответственно;

2N - число частотных составляющих сигнала;

K - число частотных составляющих помехи.

Для УКВ-диапазона смещение соседних частотных составляющих сигнала друг относительно друга составляет сотые доли процента (например, для несущей - 100 МГц и для значения расстояния по частоте между соседними частотами - 1 кГц, величина расстояния между соседними частотами в процентном выражении составляет 0,001%). Для такого небольшого отличия двух сигналов по частоте можно допустить, что условия их распространения одинаковы, поэтому амплитуды различных частотных составляющих принимаемого сигнала, отстоящих друг от друга на f_СД, можно считать приблизительно одинаковыми:

U_Ci=U_C1i,

где U_Ci, U_C1i - амплитуды сигналов, отстоящих друг от друга на f_СД.

Принятая аддитивная смесь сигнала и помехи поступает на усилитель 1 и блок умножения 5.

Коэффициент усиления усилителя 1 устанавливается равным

где U_Г - амплитуда сигнала генератора гармонических колебаний 9,

К_ПУ - коэффициент преобразования блока умножения 5.

Дальнейшее преобразование сигнала и помехи рассмотрим с целью упрощения выкладок для одной из частотных составляющих помехи и сигналов.

Аддитивная смесь сигнала и помехи на первом входе блока умножения 5 для одной из частотных составляющих сигнала и помехи может быть записана следующим образом:

Сигнал и помеха, поступающие на первый вход первого сумматора 2, записываются в следующем виде

Частота генератора гармонических колебаний 9 устанавливается равной f_СД.

Полоса частот полосового фильтра 6 выбирается равной полосе частот исходного сигнала и, таким образом, что на его выход проходят разностные составляющие результата умножения в блоке умножения 5 аддитивной смеси сигнала и помехи на гармоническое колебание, поступающее на второй вход блока умножения 5 с генератора гармонических колебаний 9 через фазовращатель 10.

В случае, когда в блоке управления 12 принимается решение, что помеха узкополосная (или состоит из нескольких узкополосных помех), т.е. составляющие помехи, расположенные на соседних частотах (отстоящих на f_СД) коррелированны, на первом выходе блока управления 12 формируется сигнал, закрывающий первый 7, третий 13 и четвертый 15 электронные ключи и через инвертор 11 открывающий второй электронный ключ 8.

В этом случае на второй вход первого сумматора 2 с выхода второго электронного ключа 8 поступает сумма сигнала и помехи, частотные составляющие которых смещены на f_СДπ.

Поскольку при наличии мощных узкополосных помех амплитуды и фазы частотных составляющих помех, отстоящих друг от друга на f_СД, отличаются между собой незначительно, то помеха компенсируется в силу того, что

величина фазового сдвига, вносимого фазовращателем 10, устанавливается таким образом, чтобы сигналы, поступающие на первый и второй входы сумматора 2, у которых частоты одинаковы, отвечали условию:

т.е. являлись синфазными.

Напряжение на выходе первого устройства детектирования 3 может быть представлено в виде:

где К_Д1 - коэффициент преобразования первого устройства детектирования 3;

U_ПН - амплитуда некомпенсированной помехи.

В данном случае на второй вход блока вычитания 4 поступает напряжение нулевого уровня, поскольку на первом выходе блока управления 12 формируется сигнал, закрывающий третий 13 и четвертый 15 электронные ключи и, соответственно, на первый и второй входы второго сумматора 16 поступают напряжения нулевого уровня с выходов закрытых третьего 13 и четвертого 15 электронных ключей.

В случае, когда в блоке управления 12 принимается решение, что помеха широкополосная, т.е. составляющие помехи, расположенные на соседних частотах не коррелированны, на первом выходе блока управления 12 формируется сигнал, открывающий первый 7, третий 13 и четвертый 15 электронные ключи и через инвертор 11 закрывающий второй электронный ключ 8.

Сигнал и помеха с выхода полосового фильтра 6 через открытый первый электронный ключ 7 поступает на второй вход сумматора 2

где U_C, ω_C, φ_C, U_П, ω_П, φ_П - амплитуда, частота и фаза сигнала и помехи, которые поступают на выход второго полосового фильтра 6, соответственно;

φ_ф - фазовый сдвиг, вносимый фазовращателем 10.

Сигнал, поступающий на второй вход сумматора 2, отличается от сигнала, поступающего на первый вход сумматора 2, только тем, что частотные составляющие сигнала, поступающие на второй вход сумматора 2, «понижены» («повышены») на f_СД, и поэтому частотные составляющие сигнала с одинаковой частотой, поступающие на первый и второй входы сумматора 2, противофазны, поскольку вторая сетка частот образована из первой путем повышения (понижения) частоты на f_СД и сдвига фазы на π, и величина фазового сдвига, вносимого фазовращателем 10, устанавливается таким образом, чтобы сигналы, поступающие на второй вход сумматора 2, у которых частоты одинаковы, отвечали условию:

т.е. были противофазны.

Поскольку составляющие сигнала с одинаковой частотой, поступающие на различные входы сумматора 2, имеют практически одинаковые по значению и противоположные по знаку амплитуды, они взаимно уничтожаются (степень близости фаз определяется точностью работы блока управления 12).

Для случая, когда законы распределения амплитуд и фаз частотных составляющих помехи независимы и амплитуды распределены по нормальному закону, фазы распределены по равномерному закону распределения, выражение для суммы составляющих помехи с одинаковыми частотами на выходе первого устройства детектирования 3 записывается в виде:

где К_Д1 - коэффициент преобразования первого устройства детектирования 3.

В наихудшем случае, когда амплитуды частотных составляющих помех, отстоящих на f_СД, практически одинаковы, выражение для амплитуды помехи на выходе 1-го устройства детектирования 3 может быть записано в виде

Данный случай является наихудшим, так как в случае значительного превосходства амплитуды одной их составляющих над амплитудой другой составляющей:

U_П(i+1)>>U_Пi

выражение 19 может быть записано в виде:

Т.е. данный случай сводится к случаю присутствия только узкополосной (коррелированной помехи).

На второй вход блока вычитания 4 поступает с выхода второго устройства детектирования 17 продетектированная аддитивная смесь сигнала и помехи.

В случае, когда амплитуды частотных составляющих помех, отстоящих на f_СД, практически одинаковы, выражение для амплитуды помехи на выходе второго устройства детектирования 15 может быть записано в виде:

Поскольку фазы частотных составляющих помехи независимы и распределены по равномерному закону, то сдвиг фаз на π частотных составляющих помехи не приведет к сколько-нибудь заметному изменению результата усреднения для большого числа частотных составляющих помехи.

После усреднения по фазе значение амплитуды помехи на выходе первого устройства детектирования 3 может быть записано следующим образом:

где U_1ПСР - усредненное значение напряжения помехи.

Напряжение помехи на выходе второго устройства детектирования 17 будет следующим:

В общем случае, когда законы распределения амплитуд и фаз частотных составляющих помехи независимы и амплитуды распределены по нормальному закону, фазы распределены по равномерному закону распределения, выражение для суммы составляющих помехи и сигнала с одинаковыми частотами на выходе второго устройства детектирования 15 записывается в виде:

Анализ результатов математического моделирования - усреднения от 30 до 400 частотных составляющих помехи с исходным значением фаз и со сдвигом фаз на π при условии, что фазы распределены по равномерному закону как для случая, когда амплитуды частотных составляющих помех, отстоящих на f_СД, практически одинаковы, так и для случая, когда амплитуды частотных составляющих помех, отстоящих на f_СД, различны и распределены по нормальному закону, позволяет сделать вывод, что результаты усреднения отличаются на 3…5%, когда число усредняемых составляющих превышает 100, и составляет 5…10%, для случая, когда число усредняемых составляющих изменяется от 30 до 100.

При достаточной идентичности коэффициентов преобразования первого устройства детектирования 3 и второго устройства детектирования 17 помеха практически полностью компенсируется. Данное условие выполнимо, поскольку первое устройство детектирования 3 и второе устройство детектирования 17 работают в одной и той же полосе частот.

На выход блока вычитания 4 поступает некомпенсированная помеха и сигнал:

Таким образом, на выход устройства поступает напряжение, пропорциональное только амплитуде сигнала и некомпенсированной помехи. Уровень компенсации помех определяется степенью неидентичности первого 3 и второго 17 устройств детектирования и степенью усреднения амплитуд частотных составляющих помехи.

Первое устройство детектирования 3 и второе устройство детектирования 17 идентичны и представляют собой детекторы, которые применяется в зависимости от используемого вида модуляции, т.е. для случая использования амплитудной модуляции применяется амплитудный детектор и т.д.

Эффективность заявляемого устройства зависит также от степени компенсации сигнала в сумматоре 2, поскольку некомпенсированный сигнал вычитается в устройстве вычитания 4 из полезного сигнала. Степень компенсации сигнала в сумматоре 2 определяется точностью установки фазового сдвига, осуществляемого фазовращателем 10.

Установка оптимального фазового сдвига осуществляется на начальном этапе (этап установления связи) с использованием методов поиска оптимальных значений параметров (численных методов оптимизации).

На втором этапе - этапе слежения за фазой (фазовая автоподстройка) используются известные методы автоподстройки фазы.

Данные методы реализуются в зависимости от реализации вычислительного блока 12.2. Вычислительный блок 12.2 может быть реализован в виде цифрового вычислительного устройства (ЦВУ) или в виде аналогового вычислительного блока.

Рассмотрим пример работы предлагаемого устройства для случая реализации ЦВУ 12.2 в виде цифрового вычислительного блока, выполненного на программируемой логической интегральной схеме (ПЛИС) или на микропроцессорном устройстве. В этом случае оптимизационные методы и методы слежения реализуются в виде соответствующих программ ПЛИС (микропроцессорных устройств).

Для поиска оптимального значения фазового сдвига могут применяться любые известные методы численной оптимизации, например, такие как метод деления пополам, метод золотого сечения и т.д.

Рассмотрим в качестве примера работу двух радиостанций, в которых реализовано заявляемое устройство компенсации помех.

При этом заявляемое устройство для случая реализации в качестве оптимизационного метода - метода деления пополам работает следующим образом.

Радиостанция, передающая информацию, на этапе установления связи передает служебную информацию - несколько специальных сигналов, например кодовых, или одинаковых кодовых групп, число которых, в зависимости от используемых оптимизационных методов, изменяется от нескольких десятков до нескольких сотен (определяется расчетным или опытным путем). Число сигналов в кодовых группах так же определяется расчетным или опытным путем.

На первом шаге в радиостанции, принимающей информацию (заявляемое устройство), на второй - управляющий вход фазовращателя 10 с блока управления 12 поступает напряжение U_н, устанавливающее начальное значение фазового сдвига, например, равное нулю.

Для случая использования кодовых групп сигналов первая группа кодового сигнала с выхода АЦП 12.1 поступает в ЦВУ 12.2, где сравнивается с копией кодового сигнала. Если результат сравнения (коэффициент совпадения) превышает пороговое значение коэффициента совпадения, определяемое расчетным путем, то цифровое значение управляющего напряжения, вырабатываемого в ЦВУ 12.2, не изменяется и начальный процесс подстройки фазы останавливается. В противном случае в ЦВУ 12.2 рассчитывается цифровое значение напряжения, равное среднему значению первого и второго промежуточных значений управляющего напряжения:

где U_Т - текущее значение порогового напряжения,

U_пр1 - первое промежуточное значение порогового напряжения,

U_пр2 - второе промежуточное значение порогового напряжения.

На первом шаге первое промежуточное значение управляющего напряжения и второе промежуточное значение управляющего напряжения выбираются равными напряжениям, устанавливающим максимальное и минимальное начальные значения фазового сдвига соответственно.

Полученное значение напряжения фиксируется как текущее значение управляющего напряжения.

На последующих шагах расчет значений управляющего напряжения осуществляется следующим образом.

При обработке очередной группы кодового сигнала кодовый сигнал и помеха в цифровом виде с выхода АЦП 12.1 поступает в ЦВУ 12.2, где сравнивается с копией кодового сигнала. Если результат сравнения - коэффициент совпадения превышает пороговое значение, то цифровое значение управляющего напряжения, вырабатываемое в ЦВУ 12.2, не изменяется, процесс поиска оптимального значения управляющего напряжения останавливается.

Если значение коэффициента совпадения не превышает пороговое значение и превышает коэффициент совпадения, полученный на предыдущем шаге, то в качестве первого промежуточного значения запоминается текущее значение напряжения, полученное на предыдущем шаге:

U_пр1=U_т(n-1),

где U_т(n-1) - текущее значение напряжения, полученное на предыдущем шаге;

n - номер шага процесса.

Если значение коэффициента совпадения не превышает порог совпадения и не превышает значения коэффициента совпадения, полученного на предыдущем шаге, то в качестве второго промежуточного значения запоминается текущее значение напряжения, полученное на предыдущем шаге

U_пр2=U_т(n-1).

Текущее значение порогового напряжения рассчитывается по формуле (26).

Процесс продолжается до тех пор, пока значение коэффициента совпадения не станет равным или не превысит пороговое значение коэффициента совпадения или пока не будут исчерпаны все кодовые группы служебного сообщения. После чего осуществляется прием информации, причем в приемном устройстве радиостанции, принимающей информацию (заявляемое устройство), используется оптимальное значение управляющего напряжения и соответственно оптимальное значение фазового сдвига.

Поиск оптимального значения фазового сдвига осуществляется для каждого интервала монотонного убывания или возрастания функции Cosx.

При скорости передачи информации 1200 бит/с служебное сообщение, содержащее 12 кодовых групп по 10 импульсов, составляет 10% от объема передаваемой информации, если темп адаптации равен 1 циклу в секунду. При этом, для случая реализации алгоритма деления пополам, потенциальная точность определения фазового сдвига составляет 0,1%.

На этапе слежения за фазой (фазовая автоподстройка) используются известные методы автоподстройки фазы (см., например Линдсей В. Системы синхронизации в связи и управлении: Пер. с англ. / Под ред. Ю.Н.Бакаева и М.В.Капранова. - М.: Сов. Радио, 1978).

В случае реализации автоподстройки с использованием цифровых систем в качестве такого метода может использоваться любой из известных методов автоматического регулирования, реализованного в цифровом виде.

В этом случае значение управляющего напряжения на текущем (n-ом) шаге определяется в общем случае с использованием соотношения:

где U_C(n), U_P(n), U_C(n-1), U_P(n-1) - амплитуды сигнала и помехи на n-ом и (n-1)-ом шагах соответственно;

f - функция, определяющая зависимость сигнала управления от величины сигнала и помехи на n-ом и (n-1)-ом шагах.

ЦВУ 12.2 может быть реализовано, например:

в виде микропроцессорных устройств (или в виде единого микропроцессорного устройства) с соответствующим программным обеспечением, например процессора серии TMS320VC5416 фирмы Texas Instruments;

в виде программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС), с соответствующим программным обеспечением, например ПЛИС XCV400 фирмы Xilinx.

В блоке управления 12 принятие решения о виде помехи - узкополосная (коррелированная) или широкополосная (некоррелированная) осуществляется следующим образом.

Пусть в начальный момент на первом выходе блока управления 12 формируется сигнал, закрывающий первый 7, третий 13 и четвертый 15 электронные ключи и через инвертор 11 открывающий второй электронный ключ 8.

В этом случае смесь сигнала и помехи поступает с усилителя 1 на первый вход первого сумматора 2 и на его второй вход с выхода фазовращателя на π 14 через открытый второй электронный ключ 8 и, соответственно, компенсация помехи осуществляется как для случая узкополосной (коррелированной) помехи (15).

В ЦВУ 12.2 запоминается результат сравнения - коэффициент совпадения принимаемого кодового сигнала (группы сигналов) с его копией.

При приеме второго кодового сигнала (группы сигналов) в ЦВУ 12.2 формируется цифровое значение управляющего напряжения, которое через ЦАП 12.3 поступает на первый выход блока управления 12, открывает первый 7, третий 3 и четвертый 15 электронные ключи и через инвертор 11 закрывает второй электронный ключ 8.

В этом случае смесь сигнала и помехи поступает с полосового фильтра 6 через открытый первый электронный ключ 7 на второй вход первого сумматора 2, где осуществляется суммирование смеси сигнала и помехи.

На первый вход второго сумматора 16 поступает через открытый третий электронный ключ 13 сигнал и помеха с выхода усилителя 1.

На второй вход второго сумматора 16 поступает через открытый четвертый электронный ключ 15 сигнал и помеха с выхода полосового фильтра 6 через фазовращатель на π 14. С выхода второго сумматора 16 сумма сигнала и помехи поступает на второй вход второго устройства детектирования 17, после чего продетектированный сигнал поступает на второй вход блока вычитания 4. В этом случае компенсация помехи осуществляется как для случая широкополосной (некоррелированной) помехи (16), (24), (25).

В ЦВУ 12.2 запоминается результат сравнения - коэффициент совпадения принимаемого кодового сигнала с его копией для случая его обработки при наличии некоррелированной помехи.

Коэффициенты совпадения для случая наличия узкополосной помехи и для случая наличия широкополосной помехи сравниваются и в зависимости от результата сравнения по критерию максимума коэффициента совпадения принимается решение о виде помехи.

Эффективность предлагаемого устройства по критерию отношения амплитуды полезного сигнала к амплитуде помехи на выходе устройства может быть оценена следующим образом:

где Ккс - коэффициент компенсации сигнала,

К_КП=(U_1ПСР-U_2ПСР) (см. (25).

Эффективность предлагаемого устройства для различных значений коэффициента компенсации сигнала (Ккс) и коэффициента компенсации помехи (К_КП) приведена в таблице 1.

Таким образом, по сравнению с прототипом предлагаемое устройство как в случае наличия узкополосных помех так и в случае наличия широкополосных помех, обеспечивает значительное повышение отношения амплитуды сигнала к амплитуде помехи, т.е. обеспечивает нормальную работу приемника (в пределах динамического диапазона приемника) в случаях, когда работа устройства-прототипа невозможна.