АНАЛОГО-ЦИФРОВОЙ ПРИЕМНЫЙ МОДУЛЬ АКТИВНОЙ ФАЗИРОВАННОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ

Изобретение относится к антенной технике, а именно к активным фазированным антенным решеткам (АФАР) с цифровым формированием и управлением диаграммой направленности и может быть использовано в радиолокационных станциях с широкоугольным электронным обзором пространства, применяющих в качестве зондирующих импульсов широкополосные линейно-частотно-модулированные (ЛЧМ) сигналы.

Известны технические решения, направленные на создание приемных модулей (или приемных каналов приемно-передающих модулей). Однако большинство из них предполагает либо применение узкополосных сигналов [1, 2, 3, 4, 5], либо широкополосных сигналов, но при электронном сканировании диаграммы направленности в относительно узком секторе [6, 7].

Вместе с тем, для решения стоящих перед современными РЛС задач требуется использование сигналов с широким спектром (до десятков процентов от значения несущей частоты). К таким задачам относятся повышение разрешающей способности РЛС по дальности, улучшение ее помехозащищенности, распознавание обнаруженных объектов и др. При широком спектре излучаемого сигнала и широком секторе электронного сканирования на линейный набег фазы на раскрыве линейной АФАР накладывается дополнительный набег фазы, вызванный девиацией частоты ЛЧМ-сигнала. Проведенный в [8] анализ показал, что дополнительный набег фазы определяется фазовым множителем

где Δƒ - девиация частоты ЛЧМ-сигнала, τ_u - длительность зондирующего импульса, n - номер излучателя линейной АФАР, d - шаг решетки, θ_ф - угол отклонения луча АФАР от нормали к ее раскрыву, t - текущее время (0≤t<τ_u). В [8] предложено при излучении ЛЧМ сигнала в каждом n-м элементе для выбранного направления фазирования θ_ф компенсировать изменения фазы сигнала за счет девиации частоты Δƒ ЛЧМ сигнала путем умножения (1) на комплексно сопряженный с ним коэффициент

Поскольку и фазовый множитель (1), и комплексно сопряженный с ним коэффициент (2) являются функциями времени, они должны формироваться синхронно. В режиме передачи синхронизировать функции (1) и (2) не составляет технической сложности. В этом состоит достоинство способа [8]. Однако в [8] предложено и в режиме приема компенсировать изменение фазы сигнала с выхода n-го антенного элемента для выбранного направления фазирования θ_ф путем умножения на комплексный коэффициент

где t_з - время запаздывания отраженного от цели сигнала.

Однако, поскольку неизвестна дальность до цели, неизвестно и время запаздывания t₃. Даже если дальность до цели измерена, она измерена с ошибкой. Элементарный анализ показывает, что даже при временной ошибке Δt<<τ_u дополнительная фазовая погрешность существенно искажает диаграмму направленности антенной решетки. Таким образом предложенный в [8] способ компенсации фазовых ошибок, возникающих при приеме ЛЧМ сигнала с девиацией частоты Δƒ и при фазировании луча в направлении θ_ф, технически нереализуем. В этом состоит недостаток способа [8].

Наиболее близким по технической сущности к заявленному является аналого-цифровой модуль [9], содержащий последовательно соединенные излучатель модуля, малошумящий усилитель (МШУ), смеситель, усилитель промежуточной частоты (УПЧ), фильтр спектральных составляющих, а также М фильтров деления широкополосного спектра принимаемого сигнала на М узкополосных участков спектра, две группы синхронных фазовых детекторов (СФД) по М СФД в каждой группе, две группы аналого-цифровых преобразователей (АЦП) по М АЦП в каждой группе, постоянный фазовращатель на 90°, две группы управляемых фазовращателей по М управляемых фазовращателей в каждой группе, два цифровых сумматора. Достоинство данного аналого-цифрового модуля, выбранного в качестве прототипа, состоит в том, что широкополосный спектр принимаемого сигнала с помощью М делителей спектра делится на М узкополосных участков

,

где - участок ширины спектра широкополосного сигнала, для которого выполняется условие узкополосности

,

где с - скорость света, L - максимальный размер раскрыва антенной решетки. Управление диаграммой направленности АФАР осуществляется для каждого узкополосного i-го спектра () с помощью двух групп управляемых фазовращателей. При этом вносимый фазовый сдвиг для i-го узкополосного участка спектра определяется соотношением

,

где ƒ_i - центральная частота i-го узкополосного спектра, n - номер излучателя линейной антенной решетки, d - шаг решетки, с - скорость света, θ_ф - направление фазирования луча. Таким образом, управление диаграммой направленности АФАР при широкополосном сигнале сводится к управлению при узкополосном сигнале, что исключает появление дополнительных фазовых ошибок на раскрыве антенны, вызванных девиацией частоты ЛЧМ зондирующего сигнала. В этом достоинство прототипа [9].

Недостатками прототипа являются сложность конструкции приемного модуля, низкий КПД и низкая точность электронного управления лучом АФАР, что определяется большим числом управляемых фазовращателей, входящих в состав структуры каждого приемного модуля, число двоичных разрядов которых не более шести. Например, если максимальный размер апертуры антенны L_a=100 м, а требуемая разрешающая способность РЛС по дальности составляет δR_min=2 м, то ширина спектра зондирующего сигнала должна быть

.

Условие узкополосности

.

Для выполнения неравенства примем

.

Тогда количество узкополосных спектров

.

На каждый узкополосный участок спектра требуется свой фазовращатель, и так как в составе модуля два блока фазовращателей, их общее число не менее 500, и каждый из них вносит потери не менее 1 дБ и фазовые ошибки не менее 6°.

Задачами изобретения являются упрощение конструкции аналого-цифрового приемного модуля, повышение его КПД и точности электронного сканирования АФАР.

Решение указанных задач достигается тем, что в аналого-цифровой приемный модуль, содержащий последовательно соединенные излучатель и малошумящий усилитель, выход которого соединен с первым входом смесителя, второй вход которого соединен с выходом первого гетеродина приемного модуля, а выход соединен с входом усилителя промежуточной частоты (УПЧ), выход которого соединен с входом фильтра спектральных составляющих, М фильтров деления широкополосного спектра на М узкополосных участков спектра, входы фильтров деления широкополосного спектра объединены и соединены с выходом фильтра спектральных составляющих, выход i-го фильтра деления широкополосного спектра () соединен с входом i-го делителя, первый выход которого соединен с первым входом i-го синхронного фазового детектора (СФД) первой группы, выход которого соединен с первым входом i-го аналого-цифрового преобразователя (АЦП) первой группы, второй выход i-го делителя соединен с первым входом i-го СФД второй группы, выход которого соединен с первым входом i-го АЦП второй группы, два цифровых сумматора, выходы которых соединены соответственно с первым и вторым выходами приемного модуля соответственно, и постоянный фазовращатель на 90°, вход которого подключен к выходу второго гетеродина приемного модуля, введены две группы цифровых комплексных умножителей по М умножителей в каждой группе и формирователь цифровых комплексных весовых коэффициентов, вход которого соединен с выходом системы управления лучом (СУЛ) АФАР, а i-й выход () подключен к первому входу i-го цифрового комплексного умножителя каждой группы, второй вход i-го цифрового комплексного умножителя первой группы подключен к выходу i-го АЦП первой группы, а второй вход i-го цифрового комплексного умножителя второй группы подключен к выходу i-го АЦП второй группы, выход i-го цифрового комплексного умножителя первой группы подключен к i-му входу первого цифрового сумматора, а выход i-го цифрового комплексного умножителя второй группы подключен к i-му входу второго цифрового сумматора, второй вход i-го СФД первой группы соединен с выходом второго гетеродина приемного модуля непосредственно, а второй вход i-го СФД второй группы соединен с выходом второго гетеродина приемного модуля через постоянный фазовращатель на 90°.

Ожидаемый положительный эффект состоит в упрощении конструкции аналого-цифрового приемного модуля, повышении его КПД за счет исключения двух блоков управляемых фазовращателей, а также в повышении точности управления лучом АФАР на основе цифрового формирования и управления диаграммой направленности, что достигается за счет введения двух групп цифровых комплексных умножителей по М умножителей в каждой группе и формирователя цифровых комплексных весовых коэффициентов в сочетании с предложенной схемой их соединения с другими элементами приемного модуля.

Сущность изобретения иллюстрируется фигурой 1, на которой приведена структурная схема аналого-цифрового приемного модуля активной фазированной антенной решетки.

В состав аналого-цифрового приемного модуля АФАР входят: 1 - излучатель, 2 - малошумящий усилитель, 3 - смеситель, 4 - усилитель промежуточной частоты, 5 - фильтр спектральных составляющих, 6 - группа из М фильтров деления широкополосного спектра на узкополосные спектры, 7 - группа из М делителей на два направления, 8 - постоянный фазовращатель на 90°, две группы 9 и 10 синхронных фазовых детекторов, состоящие из М детекторов каждая, две группы 11 и 12 аналого-цифровых преобразователей, состоящие из М АЦП каждая, формирователь 13 цифровых комплексных коэффициентов, две группы 14 и 15 цифровых комплексных умножителей, состоящие из М умножителей каждая, 16 и 17 - цифровые сумматоры, выходы которых являются выходами приемного модуля. Второй вход 18 смесителя 3 подключен к выходу первого гетеродина АФАР. Вход постоянного фазовращателя 8 подключен к выходу 19 второго гетеродина АФАР. Управляющие входы АЦП 11, 12 подключены к выходу 20 генератора тактовых импульсов АФАР. Вход 21 формирователя 13 цифровых комплексных коэффициентов соединен с выходом системы управления лучом (СУЛ) АФАР.

Аналого-цифровой приемный модуль активной АФАР работает следующим образов. Принятый излучателем 1 отраженный от цели сигнал поступает на вход МШУ 2, который повышает уровень сигнала до величины, достаточной для его квантования по уровню. Сигнал с выхода МШУ 2 поступает на первый вход смесителя 3, который переносит спектр сигнала на промежуточную частоту, достаточную для его дискретизации по времени и оцифровки. Затем сигнал усиливается в УПЧ 4 и с помощью фильтра 5 спектральных составляющих очищается от дополнительных спектральных составляющих, возникающих при преобразовании частоты. С выхода фильтра 5 спектральных составляющих широкополосный сигнал поступает на входы М узкополосных фильтров 6. С выходов узкополосных фильтров 6 сигналы поступают на входы М делителей 7. С первого выхода i-го делителя () 7 сигнал поступает на первый вход i-го СФД 9 первой группы, а со второго выхода i-го делителя 7 сигнал поступает на первый вход i-го СФД второй группы 10. На второй вход i-го СФД первой группы 9 напряжение поступает непосредственно с выхода 19 второго гетеродина АФАР, а на второй вход i-го СФД второй группы 10 - через постоянный фазовращатель 8 на 90°. Частота колебаний второго гетеродина равна частоте основного сигнала: ω_г2=ω₀.

Синхронные фазовые детекторы 9 и 10 делят поступающие на их входы узкополосные сигналы на две квадратурные составляющие - синфазную I_i(t) и квадратурную Q_i(t).

Синфазная составляющая сигнала на выходе i-го СФД первой группы может быть представлена в виде

а квадратурная составляющая на выходе i-го СФД второй группы:

где U_ci, U_si - амплитуды, ω_i=2πƒ_i - частота, ϕ_ci и ϕ_si фазы напряжений (5) и (6).

Комплексные огибающие напряжений (5) и (6)

поступают на первые входы соответствующих аналого-цифровых преобразователей 11 и 12, на вторые входы которых поступают тактовые импульсы с выхода 20 генератора тактовых импульсов АФАР, частота повторения которых F_ти определяется в соответствии с теоремой Котельникова. Оцифрованные значения комплексных огибающих напряжения (7) с выхода i-го АЦП первой группы 11 поступают на второй вход i-го цифрового комплексного умножителя первой группы 14, а оцифрованные значения комплексных огибающих напряжения (8) с выхода i-го АЦП второй группы 12 поступают на второй вход i-го цифрового комплексного умножителя второй группы 15.

На вход блока 13 формирователя цифровых комплексных весовых коэффициентов с выхода СУЛ АФАР поступают значения направляющих косинусов углов θ_ох и θ_оу, определяющих ожидаемое направление прихода отраженного от цели сигнала. Комплексные цифровые весовые коэффициенты W_i для каждой центральной частоты ω_i i-го узкополосного сигнала вычисляются в соответствии с соотношением

где

с - скорость света, m и n - номера строк и столбцов, на пересечении которых размещены излучатели АФАР, d_x и d_y - шаг решетки вдоль осей ОХ и OY соответственно.

В результате умножения комплексных огибающих напряжений (7) и (8) на комплексные весовые коэффициенты (9) напряжения (7) и (8) получают дополнительный сдвиг по фазе на величину определяемый соотношением (10). Сигнал с выхода i-го цифрового комплексного умножителя первой группы 14 поступает на i-й вход первого цифрового сумматора 16, а сигнал с выхода i-го цифрового комплексного умножителя второй группы поступает на i-й вход второго цифрового сумматора 17, где производится суммирование цифровых кодов каждого узкополосного участка широкополосного спектра. В результате с выхода аналого-цифрового модуля выдается код амплитуды и фазы принимаемого аналого-цифровым приемным модулем широкополосного сигнала, который поступает на вход системы цифрового формирования диаграммы направленности АФАР.

Таким образом, обеспечивается упрощение конструкции приемного модуля и повышение его КПД за счет исключения из его состава двух блоков управляемых фазовращателей, а также повышение точности управления лучом АФАР на основе цифрового формирования и управления диаграммой направленности за счет введения двух групп цифровых комплексных умножителей и формирователя цифровых комплексных весовых коэффициентов в сочетании с предложенной схемой их соединения с другими элементами устройства.

Источники информации, использованные при составлении заявки:

1. Патент США №59430/10, H01Q 3/24. 24.08.1999. Direct Digital Synthesizer Driven Phased Array Antenna.

2. Патент США №6441783, H01Q 3/22, 27.08.2002. Circuit Module for a Phased Array.

3. Патент РФ №2454763, H01Q 21/00, 27.06.2012. Приемно-передающий модуль активной фазированной антенной решетки СВЧ диапазона.

4. Патент РФ №2206155, H01Q 3/34, 10.06.2003. Приемно-передающий модуль активной фазированной антенной решетки.

5. Патент РФ №2362268, Н04В 1/38, 10.02.2009. Приемопередающий модуль активной фазированной антенной решетки.

6. Патент РФ №2497146, H01S 13/44, 27.10.2013. Импульсно-доплеровская моноимпульсная РЛС.

7. Патент РФ №2392704, H01Q 3/26, 20.06.2010. Способ повышения широкополосности приемопередающего модуля фазированной антенной решетки, использующего генерацию сигналов методом прямого цифрового синтезами варианты его реализации.

8. Патент РФ №2516683, H01Q 21/00, 20.05.2014. Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала.

9. Патент РФ №2146076, Н03М 1/12, 27.02.2000. Аналого-цифровой модуль.