Результат интеллектуальной деятельности: СИСТЕМА КОРОТКОВОЛНОВОЙ РАДИОСВЯЗИ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ЧАСТОТНО-МАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ, ПЕРЕДАВАЕМЫХ В РЕЖИМЕ ПСЕВДОСЛУЧАЙНОЙ ПЕРЕСТРОЙКИ РАБОЧЕЙ ЧАСТОТЫ

Изобретение относится к области радиотехники и предназначено для повышения скрытности передачи дискретных сообщений по коротковолновым каналам радиосвязи и для повышения помехоустойчивости систем радиосвязи к преднамеренным аддитивным помехам, создаваемым противоборствующей стороной.

С целью противодействия пеленгации и подавления передаваемых сигналов противоборствующей стороной в системах связи используют метод псевдослучайной перестройки рабочей частоты (ППРЧ) [Прокис Дж. Цифровая связь. - М.: Радио и связь, 2000. С. 628-639; Скляр Бернард. Цифровая связь. - М.: Издательский дом "Вильяме", 2003. С. 752-759; Макаренко С.И., Иванов М.С., Попов С.А. Помехозащищенность систем связи с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты. Монография. - СПб.: Свое издательство, 2013. - 166 с. и др.]. Недостатком известных систем связи с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты является то, что повышая защиту от преднамеренных помех за счет перестройки частоты, в этих системах обычно используются виды манипуляции сигнала, которые слабо защищены от воздействия селективных замираний и непреднамеренных аддитивных помех.

Известен, принятый за прототип, способ передачи информации по коротковолновому каналу связи с использованием частотно-манипулированных сигналов, который имеет высокую защиту от селективных замираний сигнала, станционных и импульсных помех [ Патент №2519011 «Способ передачи информации по коротковолновому каналу связи с использованием частотно-манипулированных сигналов» Опубликовано: 10.06.2014 Бюл. №16]. В прототипе частотно-разнесенная передача дискретных сообщений определяет алгоритм формирования, детектирования и декодирования радиосигналов, манипулированных по амплитуде и частоте с учетом частотно-временных матриц, соответствующих многоэлементному символу, последовательно передаваемому радиоимпульсами по частотно-разнесенным подканалам, количество которых соответствует числу 2ⁿ временных позиций на длительности одного символа. При этом считается, что все подканалы располагаются на определенных частотах в полосе пропускания одного общего канала связи, например, в полосе пропускания однополосного телефонного канала связи, которая равна 3100 Гц. Очевидно, что в этом случае передаваемые на одной рабочей частоте сообщения имеют специфические признаки, которые позволяют противодействующей стороне легко идентифицировать данный вид сигналов и создавать как целенаправленные, так и заградительные помехи, которые будут противодействовать передаче этих сообщений. Таким образом, данный способ не защищен от воздействия преднамеренных помех, поскольку множество подканалов, по которым передается сообщение, располагается в определенном порядке в ограниченной полосе частот, что позволяет противодействующей стороне относительно легко обнаружить излучаемые передатчиком сигналы и подавить их, создавая преднамеренные помехи.

Задача изобретения - повышение надежности правильного приема сообщения в каналах связи, в условиях создаваемых противоборствующей стороной преднамеренных аддитивных помех.

Техническим результатом изобретения является повышение коэффициента исправного действия каналов радиосвязи, подверженных воздействию преднамеренных аддитивных помех, за счет использования MN-кратно разнесенных во всей полосе пропускания канала связи по квазислучайному закону частот AM сигналов с многопозиционным частотно-временным кодированием.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе передачи информации по коротковолновому каналу связи с использованием частотно-манипулированных сигналов с большой девиацией частоты, заключающемся в том, что сигналы на поднесущих частотах принимают как независимые частотно-разнесенные амплитудно-манипулированные колебания с оценкой качества принимаемых сигналов, и выносят решение о значении принимаемого символа, которое зависит от местоположения переднего фронта принимаемых на поднесущих частотах импульсов и полученных оценок качества сигналов, количество разнесенных вдоль оси частот во всей полосе пропускания канала связи по квазислучайному закону поднесущих равно числу NM, на поднесущих, соответствующих передаваемому символу, для обеспечения минимального пикфактора радиосигнала передачу осуществляют последовательно во времени на одной из NM частот, излучая радиоимпульсы длительностью, в N раз меньшей длительности одного символа передаваемого сообщения, при этом время излучения и частота излучения радиоимпульса зависят от значения передаваемого n-элементного (n=ln₂(M⋅N)) символа, а решение о значении принимаемого символа выносят с учетом оценок качества принимаемых импульсов на каждой частотно-разнесенной поднесущей по критерию отношения первого по времени максимального значения отсчета уровня мощности на заданной частоте, полученного как вдоль оси времени, так и вдоль оси частот к нормированному (например, с помощью АРУ) уровню мощности аддитивных помех на этой частоте.

В настоящее время известны коротковолновые радиоприемные устройства, которые обеспечивают многоканальный прием сигналов одновременно во всей полосе частот KB диапазона [Патент №65329 «Высокоскоростное многоканальное приемное устройство KB диапазона» H04L 27/34. Опубл. 27.07.2007. Патент №90634. «Многоканальное радиоприемное устройство». Опубл. 10.01.2010]. Это позволяет частотно-манипулированные сигналы, передаваемые в соответствии с описанным в Патенте №2519011 способом, разнести вдоль оси частот на очень большие расстояния в пределах всей полосы пропускания частот используемого диапазона радиоволн (от наименьшей применимой до максимально применимой частоты) [Калинин А.И., Черенкова Е.Л. Распространение радиоволн и работа радиолиний. - М.: Связь, 1971. С. 300-311. Рис. 8.11]. Из рисунка 8.11 указанного источника следует, что полоса пропускания KB канала связи может превышать ширину полосы частот равную ΔF=4-6 МГц. В этом случае, если количество подканалов будет равно N, а количество частот частотно-временной матрицы в каждом подканале будет равно М, то среднее расстояние между частотами излучаемых сигналов будет равно Δf=ΔF/(N⋅M). Если, например, N=8, а М=16 (одним импульсом передается 7-элементная кодовая комбинация), то число частот, по которым будет передаваться сообщение будет равно 128 и среднее расстояние между частотами будет равно 31,250÷46,875 кГц. При этом назначение частот всех N частотно-временных матриц должно производиться квазислучайным методом с использованием генераторов случайных чисел (генераторов псевдошумовой последовательности), которые работают синхронно на передающем и приемном концах радиолинии. [Скляр БернарД. Цифровая связь. - М.: Издательский дом "Вильяме", 2003. Рис. 12.11] Конкретное значение частоты F_ij определяется следующим образом:

F_ij(n)=f_min+[ΔF⋅R_ij(n)],

где F_jj(n) - значение j-й частоты частотно-временной матрицы i-го подканала;

f_min - значение наименьшей применимой частоты;

ΔF - полоса пропускания канала связи;

R_ij(n) - квазислучайное число, получаемое от генератора случайных чисел при определении j-ой частоты для i-го подканала при передаче n-го символа;

[⋅] - операция округления числа в квадратных скобках до ближайшего целого числа.

Передатчик частотно-манипулированных сигналов в этом случае будет работать в режиме ППРЧ с учетом квазислучайной расстановки подканалов вдоль оси частот и значения квазислучайно расставленных частот в частотно-временных матрицах передаваемых символов.

Для формирования целенаправленной помехи противоборствующей стороне необходимо время на обнаружение сигнала на данной частоте и настройки формирующего целенаправленную помеху передатчика на заданную частоту. В случае, если средства РЭБ противоборствующей стороны находятся в непосредственной близости от передатчика полезного сигнала, то время реакции на формирование целенаправленной помехи при современных высоко оперативных средствах радиопротиводействия могут составлять с учетом временных задержек в фильтрующих элементах приемо-передающих трактов радиостанции всего несколько миллисекунд и целенаправленная помеха придет в точку приема сигнала практически вместе с этим сигналом. Во всех подканалах осуществляется амплитудное детектирование принятых сигналов и выносится решение о результатах детектирования (с учетом разности времени излучения сигналов на отдельных частотах, обусловленных методом кодирования, описанного в прототипе). Целенаправленные помехи, создаваемые противоборствующей стороной, в этом случае в каждом подканале всегда будут запаздывать на некоторый интервал времени относительно времени прихода в точку приема информационного радиоимпульса, что дает возможность принимать правильное решение по первому фронту появления информационного сигнала в подканалах. Такого рода метод принятия решения соответствует обнаружению в канале связи посылок «НАЖАТИЕ» при передаче сообщений методом относительной амплитудной телеграфии [Петрович Н.Т. Передача дискретной информации в каналах с фазовой манипуляцией. - М.: Советское радио, 1965. С. 72]. Алгоритм демодуляции сигналов предлагаемым способом можно, например, реализовать следующим образом: в «скользящих окнах» вдоль оси времени на интервалах длительности элементарной посылки определять разность значений энергии, накопленной на интервале времени «скользящего окна» в данный момент и накопленной на таком же интервале времени в предшествующий момент времени. Если эта разность будет превосходить заданный порог, то выносить решение об обнаружении сигнала. Чем больше разность значений энергий, накопленных в «скользящих окнах», тем больше мощность принимаемого сигнала. В данном случае отношение максимально зафиксированного значения разности энергий в «скользящих окнах» к энергии помех, накопленной на таком же интервале времени, может служить оценкой качества принимаемого сигнала. Момент времени принятия решения в том или другом подканале говорит об информационном содержании данного импульсного сигнала. Такого типа демодулятор сигналов можно назвать «дифференциальным», поскольку в основе его алгоритма заложено определение разности уровней энергии, которые соответствуют соседним моментам времени приема сигналов на соответствующей частоте, т.е. фактически производится оценка производной накапливаемой в «скользящем окне» энергии методом отношения конечных разностей [Волков Е.А. Численные методы.- М.: Наука, 1987. С. 47-50].

Необходимо иметь в виду, что в коротковолновых каналах связи, как правило, присутствует многолучевость. В этом случае происходит интерференция лучей. Разность хода лучей при этом может достигать значений 5-6 мс [Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. - М.: Советское радио, 1070. С. 504]. Точность оценки местоположения фронта принимаемого импульса при этом, в зависимости от значения фаз в интерферирующих лучах может превышать разность хода лучей в 3 раза [Хмельницкий Е.А. Оценка реальной помехозащищенности приема сигналов в KB диапазоне. - М.: Связь, 1975. С. 153, рис. 5.2]. С учетом вышесказанного, чтобы избежать неоднозначных результатов при приеме сообщений в режиме ППРЧ, необходимо, чтобы длительность одиночных элементов во много раз превосходила возможную разность хода лучей в КВ канале связи, например, была бы не менее 20 мс. В этом случае информационная скорость передачи сообщения будет приблизительно равна 20 бит/с при 8-позиционной частотно-временной матрице (например, 8 временных позиций и 1 поднесущая частота в частотно-временной матрице) и 50 бит/с при 256-позиционной частотно-временной матрице (например, 8 временных позиций и 32 поднесущих частоты в частотно-временной матрице).

Поскольку решения о передаваемой информации выносятся по первым фронтам принимаемых радиоимпульсов, а сигналы всегда предшествуют целенаправленным помехам, выставляемым противоборствующей стороной, то передаваемые предлагаемой системой радиосвязи сообщения принципиально не могут быть подавлены целенаправленными помехами формируемыми противоборствующей стороной. Более того, в случае создания сигналоподобной помехи она не только не будет мешать приему информации, а, наоборот, будет увеличивать накапливаемую в «скользящем окне» энергию в моменты приема полезного сигнала и тем самым увеличивать помехоустойчивость системы связи к непреднамеренным аддитивным помехам. Что касается заградительных помех, то их появление возможно лишь в том случае, когда противоборствующей стороне известен алгоритм работы системы ППРЧ, что, практически, исключается. Таким образом, предлагаемая система коротковолновой радиосвязи с использованием частотно-манипулированных сигналов, передаваемых в режиме псевдослучайной перестройки рабочей частоты является индифферентной по отношению к средствам радиоподавления противоборствующей стороны.

Поясним вышесказанное для случая, когда N=4 и М=4 (16-позиционная частотно-временная матрица, когда одним импульсом в одном подканале передается 4-х элементная комбинация). На фиг. 1. изображены моменты времени и частоты передачи всех возможных вариантов 4-х элементных комбинаций. Частоты F_ij соответствуют i-му подканалу и j-ой частоте частотно-временной матрицы i-го подканала. Если излучение сигнала производится, например, в первый интервал времени передаваемого символа на частоте F₄₄, то это означает, что передается комбинация из четырех элементов 1101. Эта же комбинация передается в следующий момент времени на частоте F₁₄, В течение третьего интервала времени эта комбинация элементов передается на частоте F₂₄, а в течение четвертого интервала времени, соответственно, на частоте F₃₄.

На фиг. 2 изображена осциллограмма напряжения на входе демодулятора одного из подканалов на частоте, на которой передается сигнал в случае, когда противоборствующая сторона успевает сформировать целенаправленную (сигналоподобную) помеху. Из осциллограммы видно, что элемент сигнала появляется несколько раньше целенаправленной помехи и на его передний фронт, в котором заложена информация о передаваемом сообщении, целенаправленная помеха ни коим образом повлиять не в состоянии.

На фиг. 3 изображена блок-схема одного из возможных вариантов реализации «дифференциального» амплитудного демодулятора. На блок-схеме обозначено:

1 - вход демодулятора;

2 - фильтр основной селекции сигнала (ФОС);

3 - блок автоматической регулировки усиления (АРУ);

4 - амплитудный детектор;

5 - фильтр нижних частот (ФНЧ);

6.1 и 6.2 - линии задержки;

7 - квадраторы напряжения;

8 - сумматоры;

9 - вычитатель энергий колебаний, накопленных в линиях задержки;

10 - решающее устройство;

11 - вход АРУ для сигналов управления от циклового синхронизатора

12 - выход для оценки качества принимаемого сигнала;

13 - выход демодулятора для принятого решения о значении принимаемого символа.

Полоса пропускания ФОС согласована с шириной спектра импульсного сигнала. Блоки АРУ в подканалах на всех частотах управляются сигналами от цикловых синхронизаторов и работают только на интервалах времени, которые предшествуют первым временным позициям возможного появления радиоимпульсов на всех частотно-временных матрицах подканалов. Полученные с помощью АРУ коэффициенты усиления трактов сохраняются в течение всех временных интервалов частотно-временных матриц подканалов. С выхода амплитудного детектора отфильтрованное с помощью ФНЧ низкочастотное колебание поступает на две последовательно включенные линии задержки с отводами. В отводах обеих линий задержки включены квадратеры, которые, в свою очередь, подключены к соответствующим сумматорам, обеспечивающим накопление энергии сигнала на заданных временных интервалах в «скользящих окнах», временные интервалы которых соответствуют длинам линий задержки. С выходов сумматоров напряжения поступают на вычитатель, после которого стоит устройство анализа и принятия решений, определяющее момент появления переднего фронта принимаемого импульса и оценивающего качество принимаемого сигнала по уровню разности напряжений на выходе вычитателя. Если считать нормированный с помощью АРУ уровень помех, оцененных во втором сумматоре, равным «единице», то на выходе вычитателя напряжение, характеризующее разность накопленных значений энергий в сумматорах будет равно отношению мощностей Н²=[«сигнал+помеха»-«помеха»]/«помеха», которое характеризует качество приема символа сообщения. Алгоритм работы «дифференциального» амплитудного демодулятора, блок-схема которого изображена на фиг. 3, легко реализуется в программном варианте на процессоре.

На фиг. 4 изображены осциллограммы сигнала на входе амплитудного демодулятора (а), на выходе ФНЧ амплитудного детектора (b), на выходе сумматоров (с) и на выходе вычитателя (d). На осциллограмме фиг. 4(d) показан порог U₀, превышение которого соответствует принятию решения о местоположении на оси времени момента принятия решения to об обнаружении импульсного сигнала и, следовательно, о значении принимаемого символа. Этот момент времени может несколько отличаться от момента времени нахождения переднего фронта импульса. Важно, чтобы момент времени to не выходил за пределы границ временного интервала, которому соответствует принимаемый радиоимпульс. Оценка качества принимаемого радиоимпульса может изменяться с течением времени. В момент принятия решения об обнаружении импульса она может быть значительно ниже по сравнению с окончательно принятой по причине увеличения напряжения на выходе вычитателя по мере накопления энергии сигнала в сумматоре в течение времени приема всего радиоимпульса.