КОРОТКОВОЛНОВЫЙ ПРИЕМНЫЙ ЦЕНТР

Предлагаемое устройство относится к радиосвязи и может быть использовано при создании систем связи, в частности на коротких волнах.

Распространение сигнала на коротких волнах имеет ряд особенностей, которые связаны с отражениями в атмосфере, зависимости этих отражений от ряда факторов: день, ночь, лето, зима, солнечная активность и т.д.

Эти зависимости приводят как к положительным свойствам, например, связь на 10000 км и более, так и к отрицательным.

Широко известно, что одним из явлений, затрудняющих КВ связь, являются замирания сигнала. Изучение природы замирания происходит длительное значительное время, а снижение вызванных замираниями потерь традиционно связано с разнесенным приемом. Он заключается в приеме сигнала на несколько рассредоточенных антенн или приеме сигналов с разной поляризацией, что позволяет разделить по времени затухание отдельных лучей.

Природа замираний сигнала рассмотрена в литературе, смотри [1] (с.111.3) или в других источниках, например [2] (с 262), [3] и т.д.

Воспользуемся представлением из книги [3], глава 19 формула 19.1.

"В случае двух лучей суммарное поле

где m=E₁/E₂; E₁ и E₂ - амплитуды векторов напряженности поля первого и второго лучей;

Δ₁ и Δ₂ - углы наклона первого и второго лучей;

z - текущая координата на оси, проведенной вдоль поверхности земли в направлении распространения лучей;

ψ₁ и ψ₂ - фазовые углы векторов E₁ и E₂.

Углы ψ₁ и ψ₂ определяются длиной пути, изменением фазы при прохождении через ионосферу и т.д."

Отметим, что согласно этой формуле наибольшие изменения Е происходят при m близком к 1. Бороться с этим явлением предлагается путем разнесенного приема [3], [4], суть которого в следующем: приемные антенны разносят друг от друга на расстояние до нескольких длин волн, что обеспечивает изменение фаз ψ₁ и ψ₂, и, следовательно, разности ψ₁-ψ₂. По этой причине минимальные значения Е на выходе различных антенн не будут совпадать, этот факт позволяет осуществлять прием при сохранении сигнала хотя бы в одном из лучей.

В классической работе [4], рис.586 приведена «Блок-схема радиоприемного устройства, в котором используется способ разнесенных антенн», суть которого состоит в приеме сигнала на три отдельные антенны. Усиление и преобразование сигналов этих антенн происходит в отдельных трактах приема, включая амплитудный детектор, выходное напряжение этих амплитудных детекторов суммируются, и суммарное напряжение подается на общий усилитель низкой частоты. Автором подчеркивается, что в этом случае выходное НЧ напряжение определяется максимальным сигналом, а «остальные сигналы практически исключаются». Однако указанное решение неприемлемо для радиолиний с однополосной модуляцией, так как в этом случае детектирование не амплитудное, а синхронное. При синхронном детектировании фаза низкочастотного сигнала определяется разностью фаз сигнала на выходе антенны и напряжений гетеродинов (напряжения гетеродина) в приемнике. Прием сигнала на разные антенны, как указывалось выше, обуславливает разные фазы сигналов на входах приемников. По этой причине низкочастотные сигналы различных приемников могут как складываться, так и вычитаться, т.е. взаимно подавлять друг друга.

Другой реализацией разнесенного приема является КВ приемный центр, представленный в книге [3], глава 19, рис.19.2 с.419. В этом приемном центре выходные напряжения приемных устройств складываются, что автоматически снижает влияние выходных напряжений отдельных приемных устройств, в моменты замирания сигналов на их входе, однако и это решение имеет тот же недостаток.

Если воспользоваться формулой (1) и обозначить сигнал на выходе первой антенны Еан1, а сигнал на выходе второй Еан2, то при Еан1 и Еан2, близких по величине, в режиме однополосного сигнала (основного для КВ) между Е1 и Е2 возникают биения.

Поясним это подробнее. Пусть на верхней боковой полосе передается гармоническое колебание AcosΩt, что означает излучение передатчиком высокочастотного колебания Acos(ω₀+Ω)t. Здесь ω₀ частота несущего колебания. На входе первого приемника высокочастотный сигнал будет E1cos(ω₀t+Ωt+β₁), фаза β₁ обусловлена распространением радиоволн, частотными характеристиками антенно-фидерного тракта.

Будем считать, что частота напряжения гетеродина приемника не совпадает по частоте с несущей частотой на Δω₁.

В первом приемном устройстве из-за преобразования частоты происходит вычитание несущей частоты, и на выходе приемника будет гармоническое колебание

kE1cos(Δω₁t+Ωt+β₁+β_1П+β_Г1),

где k - коэффициент усиления сигнала в приемнике;

Δω₁ - отличие частоты настройки приемника от несущей частоты;

β_1П - набег фазы в селективных цепях приемника;

β_Г1 - фазовый сдвиг при преобразованиях частоты в приемнике, так как фазы гетеродинов произвольны.

Аналогично можно представить выходной сигнал второго приемника.

На выходе приемника будет гармоническое колебание

kE2cos(Δω₂t+Ωt+β₂+β_2П+β_Г2),

где обозначения те же, что и выше, только индекс 1 заменен на 2.

Если сложить сигналы первого и второго приемников, а суммарный сигнал обозначить E₁₂(t), то получим

E₁₂(t)=kE1cos(Δω₁t+Ωt+β₁+β_1П+β_Г1)+kE2cos(Δω₂t+Ωt+β₂+β_2П+β_Г2).

При равенстве амплитуд входных сигналов Е1=Е2=Е имеем

E₁₂(t)=kE[cos(Δω₁t+Ωt+β₁+β_1П+β_Г1)+cos(Δω₂t+Ωt+β₂+β_2П+β_Г2)].

Так как для анализа основных свойств суммы сигналов не важна природа фазовых сдвигов, а важно только, что взаимный сдвиг фаз может быть любой от -π до +π, можно принять начальную фазу первого слагаемого равной нулю, а фазовый сдвиг второго взять относительно фазы первого β, тогда имеем

E₁₂(t)=kE[cosΩt+cos(Δωt+Ωt+β)],

где Δω=Δω₁+Δω₂.

Рассмотрим действие фазовых составляющих по очереди. Сначала рассмотрим влияние β при Δω=0, т.е. свойства суммы при различной величине β

Выражение (2) удобно преобразовать в произведение

E₁₂(t)=2cosβ/2·kE·cos(Ωt+β/2).

Два последних множителя это гармоническое колебание с амплитудой kE и частотой Ω, первый множитель показывает зависимость амплитуды E₁₂(t) от фазы β. Модуль cos β/2 в фунции от β/2 приведен на фиг.1.

Из фиг.1 видно, что при β/2 около нуля амплитуда суммарного сигнала E₁₂(t) удваивается, а в точках около - π/2 и π/2 амплитуда равна нулю. Можно выделить две области, первая - π/3<β/2<π/3, в которой амплитуда суммарного сигнала возрастает от 1 до 2, вторая - π/2<β/2<-π/3, π/3<β/2<π/2, в которой сигнал уменьшается от 1 до 0. Таким образом, одна треть значений β/2, конкретно, на интервале - π/3<β/2<π/3 приводит к снижению сигнала.

Рассмотрим влияние отклонения частоты Δω при β=0, в этом случае

E₁₂(t)=2cos Δωt/2·kE·cos(Ωt+Δωt/2).

Таким образом, происходит изменение амплитуды с частотой, равной половине Δω, а также замена гармонического колебания с частотой Ω на гармоническое колебание с частотой Ω+Δω/2.

Реально относительная нестабильность частоты в КВ около 10^-7 или от долей Гц до нескольких Гц. За цикл изменение E₁₂(t) будет соответствовать кривой на фиг.1 и меняться от 0 до 2.

Таким образом, рассмотренные аналоги КВ приемных центров, в случае приема ОБП сигналов, работают неэффективно.

Наиболее близким к предлагаемому является КВ приемный центр, представленный в книге [1], глава 19, рис.19.2 с.419, принятый за прототип.

На фиг.2 приведена функциональная схема устройства-прототипа, где обозначено:

1₁, 1₂, 1₃ - первая, вторая и третья, пространственно разнесенные антенны;

2₁, 2₂, 2₃ - первый, второй и третий приемники;

3 - оконечное устройство.

Антенна 1₁ подключена к приемнику 2₁, антенна 1₂ подключена к приемнику 2₂, антенна 1₃ подключена к приемнику 2₃, выходы приемников 2₁, 2₂ и 2₃ складываются и подключаются к оконечному устройству 3.

Функционирует устройство-прототип следующим образом.

Сигнал принимается антеннами 1₁, 1₂, 1₃ и подается на входы соответствующих приемников 2₁, 2₂, 2₃. Выходы приемников 2₁, 2₂, 2₃ объединены и сигналы с их выходов подаются на оконечное устройство 3. Как указано в [1], сигналы на выходе приемников 1 меняются по величине, в частности значительно уменьшаются (замирают), однако замирания в различных приемниках происходят в различные временные промежутки и вероятность совпадения минимумов мала. Таким образом, амплитуда суммы сигналов на входе оконечного устройства не имеет минимумов.

Рассмотрим процесс суммирования сигналов подробнее.

Первый вариант. Пусть в начальный момент одно из трех выходных напряжений, например второе, значительно превышает два других, а через некоторое время другое выходное напряжение, например первое, значительно превышает два других и так далее. В этом случае всегда будет приниматься максимальный сигнал, а два других из-за их малости не будут оказывать влияния. Однако при уменьшении максимального сигнала и увеличении одного из минимальных сигналов существует временной интервал, в котором амплитуды сигналов близки по величине. В этот интервал времени происходит, как было рассмотрено выше, как сложение, так и вычитание (взаимное подавление) сигналов. При взаимном подавлении сигналов прием нарушается.

Вариант второй. На некотором временном интервале амплитуды двух сигналов близки по величине, а амплитуда третьего значительно меньше. При этом варианте, как было рассмотрено выше, будет происходить как сложение, так и вычитание (взаимное подавление) сигналов. При взаимном подавлении сигналов прием нарушается.

Вариант третий. Амплитуды всех трех сигналов близки или не сильно отличаются по величине, но сумма амплитуд двух минимальных сигналов превосходит амплитуду максимального сигнала. При этом варианте происходит суммирование трех векторов, и при различном взаимном расположении суммарный вектор будет достигать максимума или минимума (нуля), т.е. будет взаимное подавление сигналов. На фиг.3 показан пример для третьего варианта: А - суммирование амплитуд, В, С - взаимное подавление. Таким образом, рассматриваемый коротковолновый приемный центр-прототип работает неэффективно.

Задача - повышение надежности приема сигналов за счет векторного сложения выходных сигналов.

Для решения поставленной задачи в устройство, содержащее i приемников с подключенными соответствующими i антеннами, а также оконечное устройство, согласно изобретению введены i аналогово-цифровых преобразователей (АЦП), выходы которых соединены с входами соответствующих i блоков задержки и преобразователей Гильберта, выходы которых соединены с соответствующими входами коммутатора и соответствующими входами соответствующих формирователей модуля, выходы которых подсоединены ко вторым входам соответствующих блоков весовых коэффициентов и к соответствующим входам блока выбора максимума, первый выход которого соединен с управляющим входом коммутатора, второй выход блока выбора максимума соединен с первыми входами блоков весовых коэффициентов, выходы которых подсоединены к соответствующим входам первого сумматора, выход которго соединен со вторыми входами первого и второго перемножителей, выходы которых подсоединены к соответствующим входам второго сумматора, выход которого соединен с оконечным устройством, кроме того, первый и второй выходы коммутатора подсоединены к первым входам соответственно первого и второго перемножителей.

На фиг.4 представлена схема предлагаемого устройства, где обозначено:

1₁÷1_i - антенны;

2₁÷2_i - приемники;

3 - оконечное устройство;

4₁,÷4_i - аналогово-цифровые преобразователи (АЦП);

5₁,÷5_i - блоки задержки;

6₁,÷6_i - преобразователи Гильберта;

7₁,÷7_i - формирователи модуля;

8 - коммутатор;

9 - блок выбора максимума;

10₁,÷10_i - блоки весовых коэффициентов;

11, 14 - первый и второй сумматоры;

12, 13 - первый и второй перемножители.

Предлагаемое устройство содержит антенны 1₁÷1_i, подключенные к входам соответствующих приемников 2₁÷2_i, выходы которых соединены с входами соответствующих АЦП 4₁,÷4_i, выходы которых соединены с входами соответствующих блоков задержки 5₁,÷5_i и соответствующих преобразователей Гильберта 6₁,÷6_i. При этом выходы блоков задержки 5₁,÷5_i и преобразователей Гильберта 6₁,÷6_i, соединены с соответствующими сигнальным входами коммутатора 8 и соответствующими входами соответствующих формирователей модуля 7₁,÷7_i. Выходы формирователей модуля 7₁,÷7_i, соединены с соответствующими входами блока выбора максимума 9, первый выход которого (номер канала с максимальной амплитудой) подключен к управляющему входу коммутатора 8. Второй выход блока выбора максимума 9 (максимальная амплитуда) подключен к первым входам блоков весовых коэффициентов 10₁,÷10_i, ко вторым входам которых подключены выходы соответствующих формирователей модуля 7₁,÷7_i. Выходы блоков весовых коэффициентов 10₁,÷10_i, подключены к соответствующим входам сумматора 11, выход которого подключен ко вторым входам первого 12 и второго 13 перемножителей, выходы которых подключены к соответствующим входам второго сумматора 14, выход которого соединен с оконечным устройством 3. Кроме того, первый и второй выходы коммутатора 8 подключены к первым входам перемножителей 12 и 13.

Выше был введен преобразователь Гильберта, как и в [5], с.64, рис.3.12а. В соответствии с [6], [7] модуль (огибающая) и фазу узкополосного сигнала s(t) можно представить как

.

Здесь s₁(t) преобразование Гильберта от s(t).

Одно из определений преобразование Гильберта

Преобразование Гильберта подробно описано в [6], [7], [8]. Рассмотрены свойства и различные пути реализации, а именно с помощью частотного преобразования, с помощью преобразования спектра сигнала, с помощью численного интегрирования. Не обсуждая преимущества и недостатки перечисленных методов, примем подход и введем преобразователь Гильберта, как в [5], с.64, рис.3.12а.

Для простоты изложения до описания работы устройства рассмотрим случай приема одной гармонической составляющей с частотой Ω. Выделим три варианта векторного сложения выходных сигналов А, В, С для анализа работы. В первом случае суммарная амплитуда максимальна, а во втором и третьем равна нулю. Таким образом, коротковолновый центр работает неэффективно.

Предположим, что нам удалось сложить все три вектора, как указано на фиг.5, т.е. вместо взаимного подавления в соответствии с фиг.3 В осуществлено сложение. Обозначим модули векторов на фиг.5 как D, Н, K соответственно. В полярных координатах суммарный вектор L можно представить L=L×e^jβ×e^jΩ, очевидно, что L - сумма модулей трех векторов

L=D+H+K,

Ω - частота вращения вектора;

L-модуль, β - начальный угол вектора L в полярных координатах.

Отметим еще раз, что значение β зависит от многих факторов (например, длины трассы, фазы гетеродина возбудителя и т.д.) по этой причине при обработке сигнала зависимость информации от β должна быть исключена. Пусть из амплитуд D, Н, K максимальное значение имеет амплитуда D, тогда определение L можно изменить и записать

L=D (1+h+k),

где h=H/D и k=K/D весовые коэффициенты.

На фиг.5 вектор L представлен в декартовых координатах. В этом случае вектор L делится на две составляющие: синусную Lsin (Ωt+β) и Lcos(Ωt+φ) косинусную, частота которых Ω, фаза φ.

Отметим, что фаза φ принимает различные значения от фазы передатчика, приемника, условий распространения и т.д. По этой причине расположение декартовых координат на плоскости не принципиально и может быть выбрано произвольно, например как показано на фиг.6.

Теперь сформулируем действия, обеспечивающие сложение принимаемых сигналов. Первое - вычислить модули выходных сигналов приемников. Второе - определить максимальный вектор и вычислить весовые коэффициенты 1, h, k. Третье - сложить коэффициенты 1, h, k. Четвертое - умножить синфазную и квадратурную составляющие максимального сигнала на сумму весовых коэффициентов. Пятое - просуммировать мгновенные значения синфазной и квадратурной составляющих.

Таким образом, выходной сигнал второго сумматора будет иметь амплитуду, равную сумме амплитуд отдельных сигналов, т.е. амплитуды сигналов всегда будут складываться, достигая максимума, а эффекта взаимного подавления сигналов не будет.

Рассмотрим работу предлагаемого устройства.

Радиосигнал, принимаемый на разнесенные антенны 1₁÷1_i, передается на входы соответствующих приемников 2₁,÷2_i, в которых усиливается и детектируется, низкочастотное выходное напряжение приемников 2₁,÷2_i; подводится к входам соответствующих АЦП 4₁,÷4_i, в которых преобразуется в цифровую форму, каждый из цифровых сигналов с выходов АЦП 4₁,÷4_i, подается на соответствующие блоки задержки 5₁,÷5_i, и преобразователи Гильберта 6₁,÷6_i. Таким образом, цифровой сигнал первого АЦП 4₁ задерживается в блоке задержки 5₁ и преобразуется по Гильберту в преобразователе 6₁, в формирователе модуля 7₁ из поданных на его вход сигналов от блока задержки 5₁ и преобразователя Гильберта 6₁ вычисляется модуль и подается на первый вход блока выбора максимума 9. Цифровой сигнал второго АЦП 4₂ задерживается в блоке задержки 5₂ и преобразуется по Гильберту в преобразователе 6₂, в блоке формирователе модуля 7₂ из поданных на его вход сигналов от блока задержки 5₂ и преобразователя Гильберта 6₂ вычисляется модуль и подается на второй вход блока выбора максимума 9. Цифровой сигнал i-го АЦП 4_i; задерживается в блоке задержки 5_i, и преобразуется по Гильберту в преобразователе 6_i, в блоке формирователе модуля 7_i из поданных на его вход сигналов от блока задержки 5_i и преобразователя Гильберта 6_i вычисляется модуль и подается на i-й вход блока выбора максимума 9. В схеме выбора максимума определяется максимальный из i модулей сигналов и номер АЦП (от 1 до i), соответствующий этому максимуму. Первый выход схемы выбора максимума 9 Mm - максимальный сигнал - подается на первые входы блоков весовых коэффициентов 10₁,÷10_i, на вторые входы которых подаются напряжения модулей M1, M2 и M_i от соответствующих формирователей модуля 7₁,÷7_i, выходные напряжения блоков весовых коэффициентов 10₁,÷10_i суммируются в первом сумматоре 11 и их сумма подается на вторые входы перемножителей 12 и 13. На управляющий вход коммутатора 8 подается команда о подключении на первый его выход напряжения от блока задержки 5 и на второй его выход - напряжения от преобразователя Гильберта 6, соответствующих максимальному модулю. С первого и второго выходов коммутатора 8 на первые входы соответственно первого 12 и второго 13 перемножителей поступает сумма весовых коэффициентов, перемножается в первом перемножителе 12 на сигнал с блока задержки 5, соответствующий АЦП 4 с максимальным модулем, сумма весовых коэффициентов перемножается во втором перемножителе 13 на сигнал с преобразователя Гильберта 6, соответствующий АЦП 4 с максимальным модулем. Выходные напряжения перемножителей 12 и 13 суммируются во втором сумматоре 14, выходной сигнал которого подается на оконечное устройство 3.

Таким образом, при работе устройства обеспечивается сложение амплитуд векторов, а их вычитание отсутствует, т.е. предлагаемое устройство работает эффективно.

Остановимся на преобразователе Гильберта. В приеме и формировании сигналов, в частности однополосных, широко применяется преобразование Гильберта. Оно подробно описано в [6], [7], [8]. Рассмотрены свойства и различные пути реализации, а именно: с помощью частотного преобразования, с помощью преобразования спектра сигнала, с помощью численного интегрирования. Не обсуждая преимущества и недостатки перечисленных методов, примем подход и введем преобразователь Гильберта как в [5], с.64, рис.3.12а.

Источники информации

1. Головин О.В., Простов С.П. Системы и устройства коротковолновой радиосвязи. / Под ред. Профессора О.В. Головина. - М.: Горячая линия - Телеком, 2006 598 с., ил.

2. Справочник по радиоэлектронике. Под общей ред. докт. техн. наук А.А.Куликовского, том 1. - М.: Энергия, 1967. 640 с. ил.

3. Коротковолновые антенны. / Айзенберг Г.З., Белоусов С.П., Журбенко Э.М., Клигер Г.А., Курашов А.Г; Под ред Г.З.Айзенберга. - 2-е, перераб. и доп. - М: Радио и связь, 1985. - 536 с., ил.

4. Сифоров В.И. Радиоприемные устройства. Издание пятое, переработанное. Военное издательство министерства обороны Союза ССР. Москва. - 1954. 804 с.

5. Побережский Е.С.Цифровые радиоприемные устройства. - М.: Радио и связь, 1987. 184 с.: ил.

6. Гоноровский И.С.Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Советское радио. 1971. - 672 с.

7. Гоноровский И.С.Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Радио и связь, 1986. - 512 с.: ил.

8. Верзунова М.В. Однополосная модуляция в радиосвязи. - М.: Воениздат, 1972. 296 с.

9. Теория передачи сигналов на железнодорожном транспорте. Горелов Г.В. Фомин А.Ф. и др. - М.: Транспорт, 2001. 415 с.