СПОСОБ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ШИРИНЫ СПЕКТРАЛЬНОЙ ПЛОТНОСТИ МОЩНОСТИ РАДИОСИГНАЛОВ КОГЕРЕНТНОГО МЕТЕОРОЛОГИЧЕСКОГО РАДИОЛОКАТОРА

Изобретение относится к радиолокационной метеорологии и может быть использовано для обнаружения атмосферных областей с повышенным уровнем турбулентности.

Как известно, движение метеочастицы, вовлеченной в турбулентный поток воздуха, вызывает доплеровское смещение частоты отраженного этой частицей радиосигнала:

где V_p - радиальная составляющая скорости движения частицы относительно метеорологического радиолокатора, λ - рабочая длина волны метеорологического радиолокатора. Вследствие того, что в разрешаемый объем метеорологического радиолокатора попадает большое количество метеочастиц, доплеровские смещения частоты сигналов от которых из-за их хаотического движения имеют различные значения, отраженный сигнал для данного разрешаемого объема будет иметь по сравнению с излученным сигналом увеличенную ширину спектральной плотности мощности радиосигналов. Это уширение спектральной плотности мощности радиосигналов может быть использовано для обнаружения атмосферных областей с повышенным уровнем турбулентности. Степаненко В.Д. Радиолокация в метеорологии. Л.: 1973.

При отсутствии зон с выраженной турбулентностью уширение спектральной плотности мощности радиосигналов незначительно и существует прямая зависимость между этим уширением и степенью турбулентности.

Известен способ определения ширины спектральной плотности мощности радиосигналов когерентного метеорологического радиолокатора, отраженных от метеочастиц, согласно которому в область с метеочастицами периодически излучают радиоимпульсы, принимают отраженные метеочастицами радиосигналы, выделяют синфазную и квадратурную компоненту этих сигналов, образуют комплексный сигнал, объединяя синфазную и квадратурную компоненты принятых отраженных метеочастицами радиосигналов, вычисляют корреляционную функцию комплексного сигнала в двух временных точках:

где К(0) и К(Т_r) - значения комплексной корреляционной функции, М - количество принятых импульсов, Т_r - период повторения излучаемых импульсов, z(nT_r) - отсчет комплексного сигнала в момент времени nT_r, М - количество отсчетов комплексного сигнала, по которым рассчитываются значения корреляционной функции.

Ширина ΔF спектральной плотности мощности метеосигнала при этом оценивается в соответствии с выражением:

см. D.S.Zrnič, "Estimation of Spectral Moments for Weather Echoes," IEEE transactions on Geoscience Electronics, vol. GE-17, No.4, October 1979, pp.113-127.

Недостатком данного способа является низкая точность измерения, что обусловлено следующими обстоятельствами:

1. Использование всего двух из доступного для оценки количества отсчетов корреляционной функции приводит к потере значительного количества информации, содержащейся в сигнале.

2. Нормирование К(Т_r) к К(0) приводит к дополнительным ошибкам, поскольку К(0) является смещенной оценкой мощности полезного метеосигнала P_S, отличаясь от последней на величину неизвестной при приеме мощности внутренних шумов приемника метеорологического радиолокатора Р_N:

K(0)=P_S+P_N

Данный способ принят в качестве прототипа настоящего изобретения.

В основу настоящего изобретения положено решение задачи повышения точности измерения ширины спектральной плотности мощности сигналов когерентного метеорологического радиолокатора и тем самым повышения качества обнаружения в атмосфере зон повышенной турбулентности.

Согласно изобретению, эта задача решается за счет того, что в способе определения ширины спектральной плотности мощности радиосигналов когерентного метеорологического радиолокатора, отраженных от находящихся в исследуемой области атмосферы метеочастиц, согласно которому в исследуемую область атмосферы периодически излучают радиоимпульсы, принимают отраженные метеочастицами радиосигналы, выделяют синфазную и квадратурную компоненты принятых отраженных метеочастицами радиосигналов, образуют комплексный сигнал, объединяя синфазную и квадратурную компоненты принятых отраженных метеочастицами радиосигналов, вычисляют корреляционную функцию комплексного сигнала, корреляционную функцию комплексного сигнала вычисляют во временных точках, интервалы между которыми кратны периоду повторения радиоимпульсов, при этом ширину спектральной плотности мощности радиосигналов когерентного метеорологического радиолокатора, отраженных от метеочастиц, определяют из соотношения:

где ΔF - ширина спектральной плотности мощности радиосигналов когерентного метеорологического радиолокатора;

- значение нулевого момента спектральной плотности мощности;

- значение первого момента спектральной плотности мощности;

- значение второго момента спектральной плотности мощности;

k=(K(Т_r), K(2T_r),..., K(NT_r))^T - вектор отсчетов корреляционной функции комплексного сигнала во временных точках, интервалы между которыми кратны периоду повторения радиоимпульсов;

К(nT_r) - значение корреляционной функции во временной точке nT_r;

Т_r - период повторения излучаемых радиоимпульсов;

N - количество временных точек отсчета корреляционной функции;

T - оператор транспонирования;

Н - оператор эрмитового сопряжения;

g_p, р=0, 1, 2 - вектор, равный (р+1)-му столбцу матрицы:

G=A(A^HA)^-1, где А - матрица размера N×N;

- элемент матрицы А, стоящий на пересечении m-й строки и n-го столбца m, n=1, 2,..., N.

Заявителем не выявлены источники, содержащие информацию о технических решениях, идентичных настоящему изобретению, что позволяет сделать вывод о его соответствии критерию «новизна».

Сущность изобретения поясняется чертежами, где изображено:

на фиг.1 - схема, иллюстрирующая образование принимаемого метеорологическим радиолокатором сигнала, отраженного от области атмосферы, содержащей подвижные метеочастицы;

на фиг.2 - блок-схема устройства, реализующего предлагаемый способ;

на фиг.3 - график, иллюстрирующий зависимость смещения оценок ширины спектральной плотности мощности радиосигналов от отношения сигнал/шум для прототипа (пунктирная линия) и для заявленного способа (сплошная линия);

на фиг.4 - график, иллюстрирующий зависимость среднеквадратического отклонения ширины спектральной плотности мощности радиосигналов от отношения сигнал/шум для прототипа (пунктирная линия) и для заявленного способа (сплошная линия);

на фиг.5 - график, иллюстрирующий зависимость полной ошибки оценки ширины спектральной плотности мощности радиосигналов от отношения сигнал/шум для прототипа (пунктирная линия) и для заявленного способа (сплошная линия).

Для реализации способа в конкретном примере использован когерентный метеорологический радиолокатор RDR-4 фирмы «Honeywell», США, RDR-4B. Forward Looking Windshear Detection/Weather Radar System. Honeywell, 2000.

Устройство содержит передатчик 1, запуск которого осуществляется от импульса модулятора 2. Модулятор 2 подключен к первому выходу синхронизатора 3. Выход передатчика 1 соединен с первым плечом циркулятора 4. Второе плечо циркулятора 4 связано с фидером приемопередающей антенны 5. Антенна 5 снабжена блоком 6 управления. Третье плечо циркулятора 4 соединено со входом приемника 7. Выход приемника соединен с первым входом аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 8. Второй вход АЦП 8 связан со вторым выходом синхронизатора 3. Выход цифрового преобразователя 8 связан с первым входом блока 9 стробирования, второй вход которого соединен с третьим выходом синхронизатора 3. Выход блока 9 стробирования соединен с первым входом блока 10 памяти, на второй вход которого подаются сигналы с третьего выхода синхронизатора 3. Выход блока 10 памяти по шине передачи данных соединен с блоком 11 вычисления корреляционной функции (КФ). Выход блока 11 вычисления КФ подключен к первому входу блока 12 вычисления моментов спектральной плотности мощности, который также подключен к блоку 10 памяти по шине передачи данных. Выход блока 12 вычисления моментов спектральной плотности мощности соединен со входом блока 13 вычисления ширины спектральной плотности мощности, выход которого подключен к первому входу блока 14 индикации. Второй вход блока 14 соединен со вторым выходом блока 6 управления.

В конкретном примере реализации изобретения блоки 10, 11, 12 и 13 представляют собой элементы сигнального процессора, а блок 14 - монитор метеорологического радиолокатора.

Способ реализуется следующим образом.

Синхроимпульсы с первого выхода синхронизатора 3, следующие с периодом повторения зондирующих сигналов метеорологического радиолокатора Т_r, подаются на модулятор 2, который формирует импульсы запуска передатчика 1. Высокочастотный импульсный зондирующий сигнал с выхода передатчика 1 поступает на первое плечо циркулятора 4. Пройдя во второе плечо циркулятора 4, этот сигнал подается в фидер антенны 5. Угловое положение антенны задается сигналом, поступающим с первого выхода блока 6 управления. Антенна 5 излучает радиолокационные импульсы в обследуемую зону атмосферы (разрешаемый объем). Отраженные от метеочастиц этой зоны сигналы принимаются антенной 5 и поступают на второе плечо циркулятора 4. Пройдя в плечо 3, эти сигналы приходят на вход приемника 7. Принятые сигналы в приемнике 7 подвергаются фильтрации, преобразованию частоты и усилению. Выходной сигнал приемника 7 на промежуточной частоте f_ПЧ поступает на первый вход АЦП 8, на синхронизирующий второй вход которого подаются импульсы со второго выхода синхронизатора 3. Эти импульсы, частота повторения которых равна , являются импульсами дискретизации сигнала приемника. В результате на выходе АЦП 8 образуются два квадратурных цифровых сигнала, которые объединяются в единый комплексный сигнал z и поступают на первый сигнальный вход блока 9 стробирования. На второй вход блока 9 стробирования поступают импульсы с третьего выхода синхронизатора 3. Благодаря этому обеспечивается селекция по дальности сигналов, отраженных от наблюдаемой области атмосферы. С выхода блока 9 стробирования отселектированные по дальности сигналы поступают в блок 10 памяти, который управляется синхроимпульсами с третьего выхода синхронизатора 3. Запомненные в блоке 10 памяти последовательности цифровых комплексных сигналов z(nT_к), n=0, 1,..., N, соответствующие одной дальности, вызываются по шине передачи данных в блок 11 вычисления КФ, где производится расчет КФ в соответствии с формулой

На выходе блока 11 вычисления КФ получается k=(К(Т_r), К(2Т_r),..., K(NT_r))^T - вектор отсчетов корреляционной функции комплексного сигнала во временных точках, интервалы между которыми кратны периоду повторения радиоимпульсов. Этот вектор подается в блок 12 вычисления моментов спектральной плотности мощности (СПМ), который по шине передачи данных соединен с блоком 10 памяти. В блоке 10 памяти постоянно хранятся векторы g_p, р=0, 1, 2, равные (р+1)-му столбцу матрицы

G=A(A^HA)^-1,

где А - матрица размера N×N, причем элемент данной матрицы, стоящий на пересечении m-й строки и n-го столбца (m, n=1, 2,...,N), равен

В блоке 12 вычисляются:

1) значение нулевого момента спектральной плотности мощности:

2) значение первого момента спектральной плотности мощности:

3) значение второго момента спектральной плотности мощности:

где Н - оператор эрмитового сопряжения. Три вычисленные момента поступают в блок вычисления ширины СПМ 13, где ширина спектральной плотности мощности радиосигналов метеорологического радиолокатора определяется из соотношения

Вычисленная таким образом ширина спектральной плотности мощности поступает в блок 14 индикации, где на экране осуществляется засветка элементов дальности в соответствии со значением ΔF. Положение высвечиваемых элементов дальности соответствует текущему положению антенного луча, информация о котором приходит в блок 14 индикации из блока 6 управления.

Заявляемый способ по сравнению с прототипом имеет значительно большую точность измерения ширины спектральной плотности мощности радиосигналов принимаемых метеосигналов. Это объясняется двумя обстоятельствами:

1. При формировании оценки ширины спектральной плотности мощности радиосигналов учитываются значения корреляционной функции метеосигналов, рассчитанные для большего количества отсчетов времени. Это позволяет более полно учитывать характер случайных флюктуаций принимаемых сигналов.

2. В формировании оценки спектральной плотности мощности радиосигналов метеосигнала не участвует искаженный шумами нулевой отсчет корреляционной функции K(0). Данное обстоятельство приводит к уменьшению смещения оценки, которое особенно выражено при малых отношениях сигнал/шум.

Это подтверждается результатами математического эксперимента, в ходе которого была смоделирована процедура оценки ширины спектральной плотности мощности случайного радиосигнала с равномерным в полосе частот спектром

при различных отношениях сигнал/шум q². При моделировании были использованы следующие исходные данные:

1. Истинная ширина спектральной плотности мощности радиосигналов сигнала ΔF_ист=20 Гц.

2. Период повторения излучаемых радиоимпульсов Т_r=1 мс.

3. Количество отсчетов корреляционной функции, по которым осуществлялось оценивание ширины спектра, N=10.

4. Количество импульсов, по которым осуществлялось оценивание корреляционной функции, М=256.

5. Количество статистических испытаний, на основании которых вычислялись смещение оценок ширины спектральной плотности мощности радиосигналов, среднеквадратическая и полная ошибки оценки (фиг.3, 4, 5), L=500.

Все значения на фиг.3, 4, 5 нормированы к истинному значению ширины спектральной плотности мощности радиосигналов ΔF_ист. Анализ результатов моделирования свидетельствует, что даже при значительных отношениях сигнал/шум q², когда смещением оценки, производимой по способу-прототипу, можно пренебречь (q²≥25 дБ), заявленный способ имеет ошибку измерения в 2 раза меньшую (фиг.5). При малых отношениях сигнал/шум выигрыш в точности измерения будет значительно выше за счет практически полного отсутствия смещения у заявленного способа (фиг.3).

Заявителем не обнаружены какие-либо источники информации, содержащие сведения о влиянии заявленных отличительных признаков на достигаемый вследствие их реализации технический результат. Это, по мнению заявителя, свидетельствует о соответствии данного технического решения критерию «изобретательский уровень».

Для реализации заявленного способ используется известная элементная база, что подтверждает соответствие изобретения критерию «промышленная применимость».