Результат интеллектуальной деятельности: Способ передачи данных на основе OFDM-сигналов

Изобретение относится к области беспроводной связи и предназначено для передачи данных в системе с OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing - множественный доступ с ортогональным частотным разделением каналов) сигналами в том числе на границах зоны обслуживания сети мобильной связи, в условиях сложной помеховой обстановки.

Наиболее близким к предлагаемому является способ передачи данных на основе OFDM-сигналов [1], заключающийся в том, что из информационного потока, включающего служебный канал, выделяют фрагменты, предназначенные для передачи по отдельному элементарному частотному блоку поднесущих, на каждом временном интервале длительностью в один OFDM-символ указанные фрагменты разделяют на подмножества данных, предназначенные для передачи на отдельной поднесущей, после чего каждое из указанных подмножеств данных преобразуют в символ модуляции, подвергают сформированные символы модуляции обратному быстрому преобразованию Фурье, преобразовывают полученный параллельный поток данных в последовательный поток, добавляют циклический префикс, осуществляют цифро-аналоговое преобразование сигнала и транслируют его через радиоэфир, затем сигнал принимают, преобразовывают аналоговый сигнал в цифровой, удаляют циклический префикс, преобразовывают последовательный поток данных в параллельный поток, осуществляют прямое быстрое преобразование Фурье, демодулируют сформированные квадратурные спектральные компоненты поднесущих и преобразовывают полученный параллельный поток данных в последовательные потоки.

На фиг. 1 показано для примера, как происходит работа на 5 последовательных OFDM-интервалах в случае, когда применяется модуляция QAM 16 (Quadrature Amplitude Modulation - квадратурная амплитудная модуляция на 16 позиций). Последовательные информационные потоки преобразуются в параллельные 4-битовые потоки данных (так как каждые 4 бита данных преобразуются в один символ QAM16). В примере на каждом OFDM-интервале показано 8 групп, каждая из которых содержит 4 битовые данные, где 8 - число поднесущих, составляющих элементарный частотный блок. Также на фиг. 1 показано как каждая группа 4 битовых данных преобразуется в векторный квадратурный символ, при этом используется известная методика кодирования Грея, обеспечивающая для соседних позиций созвездия модуляции QAM16 отличие только в одном бите соответствующих битовых данных [2, стр. 149, 151]. В указанном элементарном частотном блоке на каждом отдельном такте OFDM-символа данные изменяются. Между двоичными данными, присутствующими на отдельных OFDM-интервалах, статистической связи нет. Они независимы. Поэтому и символы QAM16 модуляции независимы друг от друга. В результате после обратного быстрого преобразования Фурье для данного блока поднесущих будет сформирована сигнальная составляющая, не обладающая информационной связью на различных интервалах OFDM-символов. Отсутствие информационной связи сигнальной составляющей на различных интервалах OFDM-символов определяет недостатки известного способа - недостаточную помехоустойчивость и, как следствие, недостаточную дальность связи на границах зоны обслуживания сети мобильной связи из-за невозможности использования техники статистического накопления.

Техническим результатом является повышение помехоустойчивости работы линий радиосвязи, соединяющих передающую станцию и приемную станцию, и увеличение дальности связи на границах зоны обслуживания сети мобильной связи.

Технический результат достигается тем, что согласно способу передачи данных на основе OFDM-сигналов, заключающемся в том, что из информационного потока, включающего служебный канал, выделяют фрагменты, предназначенные для передачи по отдельному элементарному частотному блоку поднесущих, на каждом временном интервале длительностью в один OFDM-символ указанные фрагменты разделяют на подмножества данных, предназначенные для передачи на отдельной поднесущей, после чего каждое из указанных подмножеств данных преобразуют в символ модуляции, подвергают сформированные символы модуляции обратному быстрому преобразованию Фурье, преобразовывают полученный параллельный поток данных в последовательный поток, добавляют циклический префикс, осуществляют цифро-аналоговое преобразование сигнала и транслируют его через радиоэфир, затем сигнал принимают, преобразовывают аналоговый сигнал в цифровой, удаляют циклический префикс, преобразовывают последовательный поток данных в параллельный поток, осуществляют прямое быстрое преобразование Фурье, демодулируют сформированные квадратурные спектральные компоненты поднесущих и преобразовывают полученный параллельный поток данных в последовательные потоки, согласно изобретению, анализируют помеховую обстановку и определяют коэффициент n информационной скорости передачи, где n - целое число, на которое делят частоту формирования подмножеств данных, предназначенных для передачи на отдельной поднесущей, каждый символ модуляции преобразуют от OFDM-интервала к OFDM-интервалу путем перемножения на символ распределенной данному символу модуляции псевдослучайной последовательности, имеющей индекс, а после осуществления прямого быстрого преобразования Фурье каждый принятый на OFDM-интервале символ модуляции снова умножают на комплексно сопряженный символ той же самой распределенной ему и псевдослучайной последовательности, индекс которой передают по служебному каналу, кроме того, по служебному каналу передают значение используемого коэффициента n информационной скорости передачи, затем повторяющиеся на каждом OFDM-интервале символы модуляции суммируют с задержкой на длительность OFDM-символа до момента накопления п символов модуляции и используют полученные результаты суммирования в качестве квадратурных спектральных компонент поднесущих для демодуляции.

На фиг. 1 проиллюстрирован пример осуществления известного способа передачи данных на основе OFDM-сигналов согласно [1].

На фиг. 2 приведена структурная схема передающей части для реализации предлагаемого способа.

На фиг. 3 приведена структурная схема приемной части для реализации предлагаемого способа.

На фиг. 4 представлен пример формирования символов модуляции предлагаемым способом в случае бинарной псевдослучайной последовательности с n=5.

На фиг. 5 представлена сигнальная составляющая, формируемая в результате осуществления обратного быстрого преобразования Фурье на n=5 OFDM-тактах для случая бинарной псевдослучайной последовательности и набора символов модуляции, показанных на фиг. 4.

На фиг. 6 представлен эффективный результат операции перемножения принятых символов модуляции на элементы псевдослучайной последовательности посредством представления эквивалентного преобразования принимаемого сигнала во временной области.

На фиг. 7 проиллюстрированы операции разделения интервала времени на n OFDM-интервалов с последующим сложением результатов спектральной обработки и выполнения демодуляции на примере обработки в приемной части сигналов первых двух поднесущих, формирование которых показано на фиг. 4, фиг. 5.

Предлагаемый способ может быть реализован за счет совместной работы передающей и приемной частей, представленных на фиг. 2 и фиг. 3, соответственно.

Передающая часть содержит модули l.1…1.k преобразования последовательного потока данных в параллельные, где k - число элементарных частотных блоков, содержащееся в рабочем диапазоне. Информационные входы модулей 1.1…1.k преобразования последовательного потока данных в параллельные являются входами передающей части, выходы, количество которых для каждого модуля 1.1…1.k: равно , где - число поднесущих в элементарном частотном блоке, соединены с соответствующими входами модуляторов 2.1...2.k, а управляющие входы соединены с управляющими входами модуляторов 2.1…2.k и подключены к выходу первого делителя 3 частоты. Выходы каждого модулятора 2.1…2.k соединены с соответствующими первыми входами первых блоков 4.1…4.k умножения. Второй вход каждого первого блока 4.1…4.k; умножения подключен к соответствующему выходу первого коммутатора 5, управляемого, например, от МАС-подуровня (Media Access Control - подуровень управления доступом к среде радиосвязи), входы которого соединены с соответствующими выходами первого генератора 6 псевдослучайных последовательностей. Выходы первых блоков 4.1…4.k умножения, числом , через блок 7 обратного быстрого преобразования Фурье подключены к соответствующим входам блока 8 преобразования параллельного потока данных в последовательный поток, выход которого через последовательно соединенные блок 9 добавления циклического префикса и цифро-аналоговый преобразователь 10 соединены со входом передатчика 11, снабженного эфирным выходом, который является выходом передающей части. При этом вход первого делителя 3 частоты, вход первого генератора 6 псевдослучайных последовательностей и управляющий вход блока 8 преобразования параллельного потока данных в последовательный поток подключены к первому генератору 12 тактовой последовательности OFDM-символов.

Приемная часть содержит приемник 13, снабженный эфирным входом, являющимся входом приемной части. Выход приемника 13 через последовательно соединенные аналого-цифровой преобразователь 14 и блок 15 удаления циклического префикса соединен со входом блока 16 преобразования последовательного потока данных в параллельный поток, снабженного т выходами, где подключенными к соответствующим m входам блока 17 прямого быстрого преобразования Фурье. Выходы блока 17 прямого быстрого преобразования Фурье соединены с соответствующими первыми входами вторых блоков 18.1…18.k умножения. Второй вход каждого второго блока 18.1…18.k умножения подключен к соответствующему выходу второго коммутатора 19, управляемого, например, от МАС-подуровня, а выходы соединены с соответствующими первыми входами сумматоров 20.1...20.m. При этом k входов второго коммутатора 19 через блок 21 комплексного сопряжения соединены с соответствующими k выходами второго генератора 22 псевдослучайных последовательностей. Выходы сумматоров 20.1…20.m через соответствующие линии 24.1…24.m задержки на интервал OFDM-символа соединены со вторыми входами сумматоров 20.1…20.m и с входами соответствующих демодуляторов 25.1...25.k:, выходов каждого из которых соединены с соответствующими входами соответствующего модуля 26.1...26.k преобразования параллельных потоков в последовательный поток. Устройство также содержит второй делитель 27 частоты, выход которого соединен с входами сброса сумматоров 20.1…20.m, управляющими входами демодуляторов 25.1...25.k и управляющими входами модулей 26.1...26.k: преобразования параллельных потоков в последовательный поток. При этом управляющий вход блока 16 преобразования последовательного потока данных в параллельный поток, вход второго генератора 22 псевдослучайных последовательностей и вход второго делителя 27 частоты подключены к второму генератору 23 тактовой последовательности OFDM-символов. Выходы модулей 26.1...26.k преобразования параллельных потоков данных в последовательный поток являются выходами приемной части.

Все содержащиеся в передающей и приемной частях блоки, за исключением передатчика 11 и приемника 13, могут быть выполнены с помощью средств компьютерной техники. Передатчик 11 и приемник 13 выполнены также как в прототипе.

Способ реализуется следующим образом.

В передающей части из информационного потока, включающего служебный канал, выделяют фрагменты, предназначенные для передачи по отдельному элементарному частотному блоку поднесущих. Служебный канал может быть сформирован аналогично [1], где он представлен в виде информации управления. Каждый указанный фрагмент информационного потока данных подают на вход соответствующего модуля 1.1…1.k преобразования последовательного потока данных в параллельные, где k - число элементарных частотных блоков, содержащееся в рабочем диапазоне, в результате чего на каждом временном интервале длительностью в один OFDM-символ каждый фрагмент информационного потока разделяется на подмножеств данных, предназначенных для передачи на отдельной поднесущей, где - целое число, равное количеству поднесущих в элементарном частотном блоке. Каждое из указанных подмножеств данных преобразуют в символ модуляции с помощью модуляторов 2.1…2.k.

Анализируют помеховую обстановку и определяют коэффициент n информационной скорости передачи, где n - целое число, использование которого будет гарантировать заданное качество связи [3, стр. 217-219].

Частоту формирования подмножеств данных, предназначенных для передачи на отдельной поднесущей, уменьшают в n раз с помощью тактирующего сигнала, подаваемого на управляющие входы модулей 1.1…1.k преобразования последовательного потока данных в параллельные и на управляющие входы модуляторов 2.1…2.k: с выхода первого делителя 3 частоты, подключенного к генератору 12 тактовой последовательности OFDM-символов. Полученная таким образом прореженная тактовая последовательность используется для согласования скоростей работы модулей 1.1…1.k преобразования последовательного потока данных в параллельные и модуляторов 2.1…2.k.

Каждый символ модуляции, полученный на выходе модуляторов 2.1…2.k, преобразуют от OFDM-интервала к OFDM-интервалу (числом n) путем перемножения на символы распределенной модулем управления, в качестве которого может выступать, например, МАС-подуровень передающей части [3, стр. 108-120], данному символу модуляции псевдослучайной последовательности, снабженной индексом [4, стр. 9], [5, стр. 22], используя первые блоки 4.1…4.k умножения, на первые входы которых подают соответствующие символы модуляции. На второй вход каждого первого блока 4.1…4.k умножения через коммутатор 5 подают символы псевдослучайной последовательности с выхода первого генератора 6 псевдослучайных последовательностей, управляемого от генератора 12 тактовой последовательности OFDM-символов. Управление коммутатором 5 осуществляется со стороны модуля управления, в качестве которого, например, может выступать МАС-подуровнь передающей части [3, стр. 108-120]. На фиг. 4 представлен пример формирования символов модуляции предлагаемым способом в случае бинарной псевдослучайной последовательности с n=5 и с числом поднесущих в элементарном частотном блоке В примере использована известная схема кодирования Грея, обеспечивающая для соседних позиций созвездия модуляции QAM16 отличие только в одном бите соответствующих битовых данных [2, стр. 149, 151], с последующим перемножением символов модуляции на символы бинарной псевдослучайной последовательности, показанные в верхней части фиг. 4.

Далее полученные с выходов первых блоков 4.1…4.k: умножения символы модуляции числом подвергают обратному быстрому преобразованию Фурье с помощью блока 7 обратного быстрого преобразования Фурье. На фиг. 5 представлена сигнальная составляющая, формируемая в результате осуществления обратного быстрого преобразования Фурье на n=5 OFDM-тактах для случая бинарной псевдослучайной последовательности и набора символов модуляции, показанных на фиг. 4.

Затем преобразовывают полученный параллельный поток данных в последовательный поток, используя блок 8 преобразования параллельного потока данных в последовательный поток, управляемый от генератора 12 тактовой последовательности OFDM-символов, добавляют циклический префикс в блоке 9 добавления циклического префикса, осуществляют цифро-аналоговое преобразование сигнала с помощью цифро-аналогового преобразователя 10 и транслируют сформированный сигнал через радиоэфир, используя передатчик 11.

В приемной части сигнал принимают с помощью приемника 13, в аналого-цифровом преобразователе 14 преобразовывают аналоговый сигнал в цифровую форму, в блоке 15 удаления циклического префикса удаляют циклический префикс, с помощью блока 16 преобразования последовательного потока данных в параллельный поток, управляемого от второго генератора 23 тактовой последовательности OFDM-символов, преобразовывают последовательный поток данных в параллельных потоков, осуществляют прямое быстрое преобразование Фурье в блоке 17 прямого быстрого преобразования Фурье, после чего каждый принятый на OFDM-интервале символ модуляции умножают на комплексно сопряженный символ той же самой распределенной ему в режиме трансляции псевдослучайной последовательности, индекс которой передают по служебному каналу на приемную часть. Для этого сигналы с выхода блока 17 прямого быстрого преобразования Фурье подают на соответствующие первые входы вторых блоков 18.1…18.k умножения. На второй вход каждого второго блока 18.1…18.k умножения подают сигнал с соответствующего выхода второго коммутатора 19, на входы которого через блок 21 комплексного сопряжения поступают сигналы с выхода второго генератора 22 псевдослучайных последовательностей, подключенного к второму генератору 23 тактовой последовательности OFDM-символов. При этом модуль управления приемной части, в качестве которого, например, может выступать МАС-подуровень приемной части [3, стр. 108-120], осуществляет управление коммутатором 19, используя информацию о текущем распределении индексов псевдослучайных последовательностей, переданную по служебному каналу на приемную часть. На фиг. 6 представлен эффективный результат операции перемножения принятых символов модуляции на элементы псевдослучайной последовательности посредством представления эквивалентного преобразования принимаемого сигнала во временной области.

По служебному каналу передают значение используемого коэффициента п информационной скорости передачи. Повторяющиеся на каждом OFDM-интервале символы модуляции, полученные на выходах вторых блоков 18.1…18.k умножения, суммируют с задержкой на длительность OFDM-символа до момента накопления n символов модуляции. Для этого их подают на первые входы сумматоров 20.1…20.m, сигналы с выходов которых через соответствующие линии 24.1…24.m задержки на интервал OFDM-символа подают на вторые входы сумматоров 20.1…20.m. В момент, когда на выходах сумматоров 20.1…20.m накапливается n символов модуляции, по сигналу с выхода второго делителя 27 частоты полученные спектральные квадратурные компоненты поднесущих демодулируют с помощью соответствующих демодуляторов 25.1…25.k, и одновременно с этим сбрасывают накопленные в сумматорах 20.1…20.m значения путем подачи сигнала с выхода второго делителя 27 частоты, подключенного к второму генератору 23 тактовой последовательности OFDM-символов, на входы сброса сумматоров 20.1…20.m.

На фиг. 7 проиллюстрировано разделение интервала времени на n OFDM-интервалов (n=5) с последующим сложением результатов прямого БПФ-преобразования, выполненного на каждом из n OFDM-интервалах, и демодуляции результата суммирования на примере обработки в приемной части сигналов первых двух поднесущих, формирование которых показано на фиг. 4, фиг. 5. При этом на этапе демодуляции в примере, представленном на фиг. 7, используется методика декодирования кода Грея [2, стр. 149, 151], примененного в режиме формирования транслируемых символов модуляции, показанном на фиг. 4 для первых двух поднесущих. В соответствии с указанной методикой, накопленные путем суммирования на OFDM-интервалах квадратурные отсчеты, принятые на каждой отдельной поднесущей, отображаются в позиции на амплитудно-фазовых плоскостях, показанных на фиг. 7 справа. При этом каждая амплитудно-фазовая плоскость соответствует отдельной поднесущей. Решение о переданном символе модуляции на поднесущей выносится в демодуляторе путем выявления на амплитудно-фазовой плоскости ближайшей к сформированной позиции «реперной точки» из множества показанных на фиг. 7 в виде черных кружков. Обнаруженные ближайшие «реперные точки» на фиг. 7 дополнительно отмечены окружностями увеличенного радиуса. Уровни принятых синфазных и ортогональных квадратурных отсчетов отложены на амплитудно-фазовых плоскостях по горизонтальным и вертикальным осям, для которых использованы стандартные обозначения I и Q, соответственно. В примере на фиг. 7 приведена стандартная методика демодуляции сигналов с QAM16, сформированных с помощью кодов Грея. Для этого на амплитудно-фазовых плоскостях фиг. 7 возле горизонтальных и вертикальных линий расположения «реперных точек» показаны битовые комбинации 2-х старших разрядов (слева, у горизонтальных линий расположения) и 2-х младших разрядов (внизу, у вертикальных линий расположения), которые следует формировать на выходе демодулятора при выборе той или иной «реперной точки» в качестве оценки переданного на соответствующей поднесущей символа модуляции.

В структуре OFDM-сигнала на разных поднесущих с регулярной периодичностью присутствуют посылки, называющиеся или референсными сигналами (RS) [3, стр. 165-170, 328-330] или пилот-сигналами [1]. Они имеют априорно известную структуру и используются на приемной стороне для настройки амплитудночастотной и фазочастотной характеристик канала связи. Поэтому после настройки указанных характеристик и перемножения квадратурных компонент, сформированных на n OFDM-интервалах для поднесущих, составляющих выделенный элементарный частотный блок, на соответствующие комплексно-сопряженные символы псевдослучайной последовательности, распределенной выделенному элементарному частотному блоку, n сигнальных квадратурных компонент, сформированные для каждой из поднесущих будут задавать n идентичных векторных сигнальных отсчетов

где i - номер такта длительностью в один OFDM-символ на интервале псевдослучайной последовательности, j₁=1,…,k - номер элементарного частотного блока поднесущих, - номер поднесущей в элементарном частотном блоке, - сигнальный вектор, сформированный в результате приема квадратурных компонент на поднесущей с номером j₂ в элементарном частотном блоке с номером j₁, - единичные базисные вектора на плоскости квадратурных компонент, направленные по оси x и оси y, соответственно, s₁(j₁,j₂),s_Q(j₁,j₂) - синфазная и ортогональная квадратурные компоненты сигнала, наблюдаемого на приеме в элементарном частотном блоке j₁ на поднесущей j₂ на каждом из n OFDM-интервалах, составляющих период псевдослучайной последовательности.

Конечно, при этом каждый из указанных n векторных сигнальных отсчетов будет искажаться аддитивной векторной компонентой шума и помех

где N_I(j₁,j₂,i),N_Q(j₁,j₂,i) - синфазная и ортогональная квадратурные составляющие компонент «помеха плюс шум», соответственно, присутствующих на приеме в элементарном частотном блоке j₁ на поднесущей j₂ на OFDM-интервале i, все остальные обозначения соответствуют использованным в (1).

Применение псевдослучайных последовательностей обеспечивает статистическую независимость для квадратурных составляющих компонент «помеха плюс шум» N_I(j₁,j₂,i),N_Q(j₁,j₂,i) для различных наборов индексов j₁,j₂,i. Поэтому в результате операции суммирования (статистического накопления) по индексу i в пределах от 1 до n, при фиксированных значениях j₁ и j₂, для каждой из квадратур получим n - кратное увеличение соответствующей сигнальной квадратурной составляющей:

и n-кратное увеличение дисперсий квадратурных компонент «помеха плюс шум»:

Подставляя (3) и (4) в выражение, задающее отношение сигнал/(помеха+шум)

получим:

где - отношение сигнал/(помеха + шум), наблюдаемое

при приеме на одном OFDM-интервале в элементарном частотном блоке j₁ на поднесущей j₂. Таким образом из (5) следует, что отношение сигнал/(помеха+пгум) на приеме для каждой поднесущей возрастет в п раз.

Далее преобразовывают параллельные потоки данных с выходов демодуляторов 25.1…25.k: в последовательный поток с помощью модулей 26.1…26.k преобразования параллельных потоков данных в последовательный поток. При этом демодуляторы 25.1…25.k и модули 26.1…26.k: преобразования параллельных потоков данных в последовательный поток управляются тактирующим сигналом, подаваемым с выхода второго делителя 27 частоты, который управляется со стороны модуля управления приемной части, в качестве которого, например, может использоваться МАС-подуровень приемной части [3, стр. 108-120], посредством задания параметра n, определяющего уменьшение частоты формирования подмножеств данных на каждой из поднесущих.

Таким образом, благодаря настройке информационной скорости передачи по каналу радиосвязи за счет уменьшения частоты формирования подмножеств данных на каждой из поднесущих, обеспечивается достижение технического результата, а именно повышение помехоустойчивости работы линий радиосвязи, и, следовательно, увеличение дальности связи на границах зоны обслуживания сети мобильной связи.

Источники, принятые во внимание:

[1] Патент RU №2320087, МПК Н04В 7/208, Н04Q 7/36, приоритет 03.05.2006 г.

[2] Прокис Дж. Цифровая связь. М.: Радио и связь, 2000. - 800 с.

[3] Sesia S., Toufik I., Baker M. LTE - The UMTS Long Term Evolution. From Theory to Practice. 2^nd Edition/ Published by John Wiley & Sons Ltd., 2011. - 752 p.

[4] Варакин Л.Е. Теория систем сигналов. M.: «Сов. радио», 1978. - 304 с.

[5] 3GPP TS 25.213 V11.3.0 (2012-09) // 3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Spreading and modulation (FDD) (Release 11). - 43 p.