ПЕРЕДАЧА ПИЛОТ-СИГНАЛА И ОЦЕНКА КАНАЛА ДЛЯ СИСТЕМЫ СВЯЗИ, ИСПОЛЬЗУЮЩЕЙ МУЛЬТИПЛЕКСИРОВАНИЕ С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ

Требование приоритета по разделу 35 §119 Свода законов США

По настоящей заявке на патент испрашивается приоритет по дате подачи предварительной заявки на патент №60/659526, озаглавленной «Estimation for Pilot Design and Channel Interleaved Frequency Division Multiple Access Communication», зарегистрированной 7 марта 2005 г., и переуступленной правопреемнику, которая специально приведена здесь в качестве ссылки.

I. Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится в общем случае к связи, а более конкретно - к передаче пилот-сигнала и к оценке канала для системы связи.

II. Уровень техники

Мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM) является методикой модуляции с несколькими несущими, которая делит весь диапазон частот системы на множество (K) ортогональных поддиапазонов. Эти поддиапазоны также называют тонами, поднесущими и элементами разрешения по частоте. С помощью OFDM каждый поддиапазон связывают с соответствующей поднесущей, которую можно модулировать с помощью данных.

OFDM имеет определенные желательные характеристики, такие как высокая спектральная эффективность и устойчивость против эффектов многолучевого распространения. Однако главным недостатком OFDM является высокое отношение пиковой мощности к средней мощности (PAPR), что означает, что отношение пиковой мощности к средней мощности сигнала OFDM может быть высоким. Высокое PAPR для сигнала OFDM является результатом возможного синфазного (или когерентного) сложения всех поднесущих, когда их независимо модулируют данными. Фактически, можно показать, что пиковая мощность может быть до K раз больше, чем средняя мощность для OFDM.

Высокое PAPR для сигнала OFDM нежелательно и может ухудшать качество работы. Например, большие пики в сигнале OFDM могут приводить к работе усилителя мощности в очень нелинейной области, или возможно обрезание, что затем вызывает искажение взаимной модуляции и другие искажения, которые могут ухудшать качество сигнала. Ухудшение качества сигнала может неблагоприятно влиять на эффективность оценки канала, обнаружения данных и т.д.

Поэтому в предшествующем уровне техники существует потребность в методиках, которые могут уменьшать вредное влияние высокого PAPR при модуляции с несколькими несущими.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В данном описании раскрыты методики передачи пилот-сигнала, с помощью которых можно избежать высокого PAPR, и методики оценки канала. Пилот-сигнал можно генерировать, основываясь на многофазной последовательности и используя множественный доступ с частотным разделением каналов на одной несущей (SC-FDMA). Многофазная последовательность является последовательностью, которая имеет хорошие временные характеристики (например, постоянную огибающую во временной области) и хорошие спектральные характеристики (например, равномерный частотный спектр). SC-FDMA включает в себя (1) перемежаемый FDMA (IFDMA), в котором данные и/или пилот-сигнал передают в поддиапазонах, которые равномерно распределены по всем K поддиапазонам, и (2) локализованный FDMA (LFDMA), в котором данные и/или пилот-сигнал передают обычно в смежных поддиапазонах среди всех K поддиапазонов. IFDMA также называют распределенным FDMA, а LFDMA также называют узкополосным FDMA.

В варианте осуществления для передачи пилот-сигнала с использованием IFDMA первую последовательность пилотных символов формируют, основываясь на многофазной последовательности, и повторяют много раз для получения второй последовательности пилотных символов. Пилообразный фазовый сигнал можно применять ко второй последовательности пилотных символов для получения третьей последовательности выводимых символов. Циклический префикс добавляют к третьей последовательности выводимых символов для формирования символа IFDMA, который передают во временной области через канал связи. Пилотные символы можно мультиплексировать с символами данных, используя мультиплексирование с временным разделением каналов (TDM), мультиплексирование с кодовым разделением каналов (CDM) и/или некоторую другую схему мультиплексирования.

В варианте осуществления для передачи пилот-сигнала с использованием LFDMA первую последовательность пилотных символов формируют, основываясь на многофазной последовательности, и преобразовывают в частотную область для получения второй последовательности символов частотной области. Третью последовательность символов формируют с помощью отображения второй последовательности символов частотной области на группу поддиапазонов, используемых для передачи пилот-сигнала, и отображения нулевых символов на остальные поддиапазоны. Третью последовательность символов преобразовывают во временную область для получения четвертой последовательности выводимых символов. К четвертой последовательности выводимых символов добавляют циклический префикс для формирования символа LFDMA, который передают во временной области через канал связи.

В одном из вариантов осуществления для оценки канала по меньшей мере один символ SC-FDMA принимают через канал связи и обрабатывают (например, демультиплексируют для пилот-сигнала TDM или объединяют каналы для пилот-сигнала CDM) для получения принятых пилотных символов. Символ SC-FDMA может быть символом IFDMA или символом LFDMA. Оценку канала получают, основываясь на принятых пилотных символах и использовании методики минимальной среднеквадратичной ошибки (MMSE), методики наименьших квадратов (LS) или на некоторой другой методике оценки канала. Фильтрацию, сравнение с пороговым значением, усечение и/или выбор сигнала можно выполнять для получения улучшенной оценки канала. Оценку канала можно также улучшать с помощью выполнения итерационной оценки канала или оценки канала с помощью данных.

Различные аспекты и варианты осуществления изобретения описаны более подробно ниже.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Особенности и сущность настоящего изобретения станут более очевидными из сформулированного ниже подробного описания при рассмотрении его вместе с чертежами, на которых одинаковые позиционные обозначения совпадают соответствующим образом по всему тексту.

Фиг.1 показывает структуру чередующихся поддиапазонов для системы связи.

Фиг.2 показывает генерацию символа IFDMA для одного набора из N поддиапазонов.

Фиг.3 показывает структуру узкополосных поддиапазонов.

Фиг.4 показывает генерацию символа LFDMA для одной группы из N поддиапазонов.

Фиг.5A и 5B показывают две схемы пилот-сигнала TDM, когда пилот-сигналы и данные мультиплексируют по периодам символа и периодам отсчетов соответственно.

Фиг.5C и 5D показывают две схемы пилот-сигнала CDM, когда пилот-сигналы и данные объединяют по периодам символа и периодам отсчетов соответственно.

Фиг.6 показывает широкополосные пилот-сигналы, которые мультиплексируют с временным разделением каналов с данными.

Фиг.7A показывает процесс генерации пилотного символа IFDMA.

Фиг.7B показывает процесс генерации пилотного символа LFDMA.

Фиг.8 показывает процесс выполнения оценки канала.

Фиг.9 показывает структурную схему передатчика и приемника.

Фиг.10A и 10B показывают блоки обработки передаваемых (ПД) данных и пилот-сигнала для схемы пилот-сигнала TDM и схемы пилот-сигнала CDM соответственно.

Фиг.11A и 11B показывают модуляторы IFDMA и LFDMA соответственно.

Фиг.12A и 12B показывают демодуляторы IFDMA для пилот-сигналов TDM и CDM соответственно.

Фиг.13A и 13B показывают демодуляторы LFDMA для пилот-сигналов TDM и CDM соответственно.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ

Слово «примерный» в данном описании означает «служащий примером, вариантом или иллюстрацией». Любой вариант осуществления или разработка, описанные в данном описании как «примерный», не обязательно должны рассматриваться как предпочтительный или преимущественный по сравнению с другими вариантами осуществления или разработками.

Описанные методики передачи пилот-сигнала и оценки канала могут использоваться для различных систем связи, которые используют модуляцию с несколькими несущими или выполняют мультиплексирование с частотным разделением каналов. Например, эти методики могут использоваться для системы множественного доступа с частотным разделением каналов (FDMA), системы множественного доступа с ортогональным частотным разделением каналов (OFDMA), системы SC-FDMA, системы IFDMA, системы LFDMA, системы на основе OFDM и т.д. Эти методики могут также использоваться для прямого канала связи (или нисходящего канала связи) и обратного канала связи (или восходящего канала связи).

Фиг.1 показывает примерную структуру 100 поддиапазонов, которая может использоваться для системы связи. Система имеет полный диапазон частот BW МГц, который разделен на K ортогональных поддиапазонов, которым присваивают индексы с 1 по K. Промежуток между смежными поддиапазонами равен BW/K МГц. В системе, имеющей определенную форму спектра, некоторые поддиапазоны на обоих концах диапазона частот системы не используются для передачи данных/пилот-сигнала и служат защитными поддиапазонами для предоставления возможности системе отвечать требованиям спектральной маски. Альтернативно, K поддиапазонов можно определять в пригодной для использования части диапазона частот системы. Для простоты последующее описание предполагает, что все K поддиапазонов могут использоваться для передачи данных/пилот-сигнала.

Для структуры 100 поддиапазонов все K поддиапазонов компонуют в S непересекающихся наборов поддиапазонов, которые также называют «перемежениями». S наборов отделены друг от друга, или не перекрываются друг с другом, т.к. каждый из K поддиапазонов принадлежит только одному набору. Каждый набор содержит N поддиапазонов, которые равномерно распределены по всем K поддиапазонам так, что последовательные поддиапазоны в наборе отделены друг от друга S поддиапазонами, где K=S·N. Таким образом набор u содержит поддиапазоны u, S+u, 2S+u,..., (N-1)(S+u, где u - индекс набора и u∈{1,..., S}. Индекс u также является смещением поддиапазона, которое указывает первый поддиапазон в наборе. N поддиапазонов в каждом наборе чередуются с N поддиапазонами в каждом из других S-1 наборов.

Фиг.1 показывает определенную структуру поддиапазонов. В общем случае структура поддиапазонов может включать в себя любое количество наборов поддиапазонов, и каждый набор может включать в себя любое количество поддиапазонов. Наборы могут включать в себя одинаковое или отличающееся количество поддиапазонов. Например, некоторые наборы могут включать в себя N поддиапазонов, в то время как другие наборы могут включать в себя 2N, 4N или некоторое другое количество поддиапазонов. Поддиапазоны в каждом наборе равномерно распределены (т.е. равномерно расположены) по всем K поддиапазонам для достижения описанных ниже преимуществ. Для простоты последующее описание предполагает использование структуры 100 поддиапазонов, показанной на фиг.1.

S наборов поддиапазонов можно рассматривать как S каналов, которые можно использовать для передачи данных и пилот-сигнала. Например, каждому пользователю можно назначать один набор поддиапазонов, и данные и пилот-сигнал для каждого пользователя можно посылать в назначенном наборе поддиапазонов. S пользователей могут одновременно передавать данные/ пилот-сигнал в S наборах поддиапазонов через обратный канал связи к базовой станции. Базовая станция может также одновременно передавать данные/ пилот-сигнал в S наборах поддиапазонов через прямой канал связи S пользователям. Для каждого канала связи до N символов модуляции можно посылать в каждом периоде символа (по времени или по частоте) в N поддиапазонах в каждом наборе, не вызывая интерференции с другими наборами поддиапазонов. Символ модуляции - комплексное число для точки в совокупности (созвездии) сигнала (например, для M-PSK (M-арной фазовой манипуляции), M-QAM (M-арной квадратурной амплитудной модуляции) и т.д.).

При OFDM символы модуляции передают в частотной области. Для каждого набора поддиапазонов N символов модуляции можно передавать в N поддиапазонах в каждом периоде символа. В последующем описании период символа является продолжительностью времени одного символа OFDM, одного символа IFDMA или одного символа LFDMA. Один символ модуляции отображают на каждый из N поддиапазонов, используемых для передачи, и нулевой символ (который является значением нулевого сигнала) отображают на каждый из неиспользуемых K-N поддиапазонов. K символов модуляции и нулевых символов преобразовывают из частотной области во временную область, выполняя K-точечное обратное быстрое преобразование Фурье (ОБПФ) для K символов модуляции и нулевых символов для получения K отсчетов временной области. Отсчеты временной области могут иметь высокое PAPR.

Фиг.2 показывает генерацию символа IFDMA для одного набора из N поддиапазонов. Исходная последовательность из N символов модуляции, которую будут передавать в одном периоде символа в N поддиапазонах в наборе u, обозначена как {d₁, d₂, d₃,..., d_N} (блок 210). Исходную последовательность из N символов модуляции повторяют S раз для получения расширенной последовательности из K символов модуляции (блок 212). N символов модуляции посылают во временной области и все вместе занимают N поддиапазонов в частотной области. S копий исходной последовательности приводят к N занятым поддиапазонам, разделяемым S поддиапазонами, причем S-1 поддиапазонов нулевой мощности отделяют смежные занятые поддиапазоны. Расширенная последовательность имеет гребенчатый частотный спектр, который занимает набор 1 поддиапазонов на фиг.1.

Расширенную последовательность умножают на пилообразный фазовый сигнал для получения последовательности выводимых символов с преобразованной частотой (блок 214). Каждый выводимый символ в последовательности с преобразованной частотой можно генерировать следующим образом:

x_n=d_n·e^{-j2π·(n-1)·(u-1)/K}, для n=1,…, K, Ур.(1)

где d_n является n-ным символом модуляции в расширенной последовательности и x_n является n-ным выводимым символом в последовательности с преобразованной частотой. Пилообразный фазовый сигнал e^{-j2π·(n-1)·(u-1)/K} имеет фазовый наклон 2π(u-1)/K, который определяется первым поддиапазоном в наборе u. Элементы «n-1» и «u-1» в экспоненте пилообразного фазового сигнала появляются для того, чтобы индексы n и u начинались с '1' вместо '0'. Умножение на пилообразный фазовый сигнал во временной области преобразовывает гребенчатый частотный спектр расширенной последовательности вверх по частоте так, чтобы последовательность с преобразованной частотой занимала набор u поддиапазонов в частотной области.

C последних выводимых символов последовательности с преобразованной частотой копируют к началу преобразованной частотой последовательности для формирования символа IFDMA, который содержит K+C выводимых символов (блок 216). Cо скопированных выводимых символов часто называют циклическим префиксом или интервалом защиты, и C - длина циклического префикса. Циклический префикс используется для борьбы с межсимвольной интерференцией (ISI, МСИ), вызванной избирательным замиранием частот, что является частотной характеристикой, которая изменяется по диапазону частот системы. K+C выводимых символов в символе IFDMA передают в K+C периодах отсчетов, один выводимый символ в каждом периоде отсчетов. Периодом символа для IFDMA является продолжительность одного символа IFDMA, и он равен K+C периодов отсчетов. Период отсчетов также часто называют периодом элементарного сигнала.

Так как символ IFDMA является периодическим во временной области (за исключением пилообразного фазового сигнала), символ IFDMA занимает набор из N расположенных на одинаковом расстоянии поддиапазонов, начиная с поддиапазона u. Пользователи с различными смещениями поддиапазонов занимают различные наборы поддиапазонов, которые ортогональны друг другу, подобно OFDMA.

Фиг.3 показывает примерную структуру 300 узкополосных поддиапазонов, которая может использоваться для системы связи. Для структуры 300 поддиапазонов K поддиапазонов компонуют в S непересекающихся групп. Каждая группа содержит N поддиапазонов, которые являются смежными друг с другом. В общем случае N>1, S>1 и K=S·N, где N и S для структуры 300 узкополосных поддиапазонов могут быть теми же самыми или отличаться от N и S для структуры 100 чередующихся поддиапазонов на фиг.1. Группа v содержит поддиапазоны (v-1)·N+1, (v-1)·N+2,..., v·N, где v - индекс группы и v∈{1,..., S}. В общем случае структура поддиапазонов может включать в себя любое количество групп, каждая группа может содержать любое количество поддиапазонов, и группы могут содержать одинаковое или отличающееся количество поддиапазонов.

Фиг.4 показывает генерацию символа LFDMA для одной группы из N поддиапазонов. Исходная последовательность из N символов модуляции, которые будут передавать в одном периоде символа в группе поддиапазонов, обозначена как {d₁, d₂, d₃,..., d_N} (блок 410). Исходную последовательность из N символов модуляции преобразовывают в частотную область с помощью N-точечного быстрого преобразования Фурье (БПФ) для получения последовательности из N символов частотной области (блок 412). N символов частотной области отображают на N поддиапазонов, используемых для передачи, и K-N нулевых символов отображают на оставшиеся K-N поддиапазонов для генерации последовательности из K символов (блок 414). N поддиапазонов, используемых для передачи, имеют индексы с k+1 по k+N, где 1≤k≤(K-N). Последовательность из K символов затем преобразовывают во временную область с помощью K-точечного ОБПФ для получения последовательности из K выводимых символов временной области (блок 416). Последние C выводимых символов последовательности копируют в начало последовательности для формирования символа LFDMA, который содержит K+C выводимых символов (блок 418).

Символ LFDMA генерируют так, что он занимает группу из N смежных поддиапазонов, начиная с поддиапазона k+1. Пользователям могут быть назначены различные неперекрывающиеся группы поддиапазонов, которые ортогональны друг другу, подобно OFDMA. Каждому пользователю могут быть назначены различные группы поддиапазонов в различных периодах символа для достижения частотного разнесения. Группы поддиапазонов для каждого пользователя можно выбирать, например, основываясь на образце скачкообразной перестройки частоты.

SC-FDMA имеет определенные желательные характеристики, такие как высокая спектральная эффективность и устойчивость против эффектов многолучевого распространения, подобно OFDMA. Кроме того, SC-FDMA не имеет высокого PAPR, так как символы модуляции посылают во временной области. PAPR сигнала SC-FDMA определяют с помощью точек сигналов в совокупности сигналов, выбранной для использования (например, M-PSK, M-QAM и т.д.). Однако символы модуляции временной области в SC-FDMA подвержены межсимвольной интерференции из-за неравномерной характеристики канала связи. Можно выполнять выравнивание принятых символов модуляции для смягчения вредного влияния межсимвольной интерференции. Выравнивание требует довольно точной оценки канала связи, которая может быть получена, используя описанные методики.

Передатчик может передавать пилот-сигнал для облегчения оценки канала приемником. Пилот-сигнал является передаваемыми символами, которые заранее известны и передатчику, и приемнику. В данной работе используется, что символ данных является символом модуляции для данных и пилотный символ является символом модуляции для пилот-сигнала. Символы данных и пилотные символы могут быть получены из тех же самых или различных совокупностей сигнала. Пилот-сигнал можно передавать различными способами, как описано ниже.

Фиг.5A показывает схему 500 пилот-сигнала TDM с пилот-сигналами и данными, мультиплексируемыми по периодам символа. Например, данные можно посылать в периоды символа D₁, затем пилот-сигнал можно посылать в следующие периоды символа P₁, затем данные можно посылать в следующие периоды символа D₁ и т.д. В общем случае D₁≥1 и P₁≥1. Для примера, показанного на фиг.5A, D₁>1 и P₁=1. Последовательность из N символов данных можно посылать в одном наборе/группе поддиапазонов в каждом периоде символа, используемом для передачи данных. Последовательность из N пилотных символов можно посылать в одном наборе/группе поддиапазонов в каждом периоде символа, используемом для передачи пилот-сигнала. Для каждого периода символа последовательность из N символов данных или пилотных символов может быть преобразована в символ IFDMA или символ LFDMA, как описано выше для фиг.2 и 4 соответственно. Символ SC-FDMA может быть символом IFDMA или символом LFDMA. Символ SC-FDMA, содержащий только пилот-сигнал, называют пилотным символом SC-FDMA, который может быть пилотным символом IFDMA или пилотным символом LFDMA. Символ SC-FDMA, содержащий только данные, называют символом данных SC-FDMA, который может быть символом данных IFDMA или символом данных LFDMA.

Фиг.5B показывает схему 510 пилот-сигнала TDM с пилот-сигналами и данными, мультиплексируемыми по периодам отсчетов. Для этого варианта осуществления данные и пилот-сигнал мультиплексируют в пределах того же самого символа SC-FDMA. Например, символы данных можно посылать в периодах отсчетов D₂, затем пилотные символы можно посылать в следующих периодах отсчетов P₂, затем символы данных посылают в следующих периодах отсчетов D₂ и т.д. В общем случае D₂≥1 и P₂≥1. Для примера, показанного на фиг.5B, D₂=1 и P₂=1. Последовательность из N данных и пилотных символов можно посылать в одном наборе/группе поддиапазонов в каждом периоде символа и можно преобразовывать в символ SC-FDMA, как описано выше для фиг.2 и 4.

Схема пилот-сигнала TDM может также мультиплексировать пилот-сигналы и данные и по периодам символа, и периодам отсчетов. Например, данные и пилотные символы можно посылать в нескольких периодах символа, только символы данных можно посылать в некоторых других периодах символа, и только пилотные символы можно посылать в определенных периодах символа.

Фиг.5C показывает схему 530 пилот-сигнала CDM с пилот-сигналами и данными, объединяемыми по периодам символа. Для этого варианта осуществления последовательность из N символов данных умножают на первую ортогональную последовательность из М элементарных сигналов {w_d} для получения М последовательностей масштабированных символов данных, где M>1. Каждую последовательность масштабированных символов данных получают, умножая исходную последовательность символов данных на один элементарный сигнал ортогональной последовательности {w_d}. Точно так же последовательность из N пилотных символов умножают на вторую ортогональную последовательность из М элементарных сигналов {w_p} для получения М последовательностей масштабированных пилотных символов. Каждую последовательность масштабированных символов данных затем складывают с соответствующей последовательностью масштабированных пилотных символов для получения последовательности объединенных символов. М последовательностей объединенных символов получают, складывая М последовательностей масштабированных символов данных с М последовательностями масштабированных пилотных символов. Каждую последовательность объединенных символов преобразовывают в символ SC-FDMA.

Ортогональные последовательности могут быть последовательностями Уолша, последовательностями OVSF (ортогональных кодов переменной длины) и т.д. Для примера, показанного на фиг.5C, М=2, первая ортогональная последовательность {w_d}={+1+1} и вторая ортогональная последовательность {w_p}={+1 -1}. N символов данных умножают на+1 для периода символа t и также на+1 для периода символа t+1. N пилотных символов умножают на+1 для периода символа t и на -1 для периода символа t+1. Для каждого периода символа N масштабированных символов данных складывают с N масштабированными пилотными символами для получения N объединенных символов для этого периода символа.

Фиг.5D показывает схему 540 пилот-сигнала CDM с пилот-сигналами и данными, объединяемыми по периодам отсчетов. Для этого варианта осуществления последовательность из N/M символов данных умножают на ортогональную последовательность из М элементарных сигналов {w_d} для получения последовательности из N масштабированных символов данных. В частности, первый символ данных d₁(t) в исходной последовательности умножают на ортогональную последовательность {w_d} для получения первых М масштабированных символов данных, следующий символ данных d₂(t) умножают на ортогональную последовательность {w_d} для получения следующих М масштабированных символов данных и т.д. и последний символ данных d_N/M(t) в исходной последовательности умножают на ортогональную последовательность {w_d} для получения последних М масштабированных символов данных. Точно так же последовательность из N/M пилотных символов умножают на ортогональную последовательность из М элементарных сигналов {w_p} для получения последовательности из N масштабированных пилотных символов. Последовательность из N масштабированных символов данных складывают с последовательностью из N масштабированных пилотных символов для получения последовательности из N объединенных символов, которую преобразовывают в символ SC-FDMA.

Для примера, показанного на фиг.5D, М=2, ортогональной последовательностью для данных является {w_d}={+1+1} и ортогональной последовательностью для пилот-сигнала является {w_p}={+1 -1}. Последовательность из N/2 символов данных умножают на ортогональную последовательность {+1+1} для получения последовательности из N масштабированных символов данных. Точно так же последовательность из N/2 пилотных символов умножают на ортогональную последовательность {+1 -1} для получения последовательности из N масштабированных пилотных символов. Для каждого периода символа N масштабированных символов данных складывают с N масштабированными пилотными символами для получения N объединенных символов для этого периода символа.

Пилот-сигнал CDM можно посылать в каждом периоде символа, как показано на фиг.5C и 5D. Пилот-сигнал CDM можно также посылать только в определенных периодах символа. В схеме пилот-сигнала можно также использовать комбинацию TDM и CDM. Например, пилот-сигнал CDM можно посылать в нескольких периодах символа, а пилот-сигнал TDM можно посылать в других периодах символа. Мультиплексированный с частотным разделением каналов (FDM) пилот-сигнал можно также посылать в определенном наборе поддиапазонов, например, для нисходящего канала связи.

Для вариантов осуществления, показанных на фиг.5A-5D, пилот-сигнал TDM или CDM посылают в N поддиапазонах, используемых для передачи данных. В общем случае поддиапазоны, используемые для передачи пилот-сигнала (или просто пилотные поддиапазоны), могут быть теми же самыми или отличаться от поддиапазонов, используемых для передачи данных (или просто поддиапазонов данных). Пилот-сигнал можно также посылать в меньшем или большем количестве поддиапазонов данных. Поддиапазоны данных и пилотные поддиапазоны могут быть постоянными в течение всей передачи. Альтернативно, поддиапазоны данных и пилотные поддиапазоны могут скачкообразно изменяться по частоте в различных временных интервалах для достижения частотного разнесения. Например, физический канал может быть связан с образцом, скачкообразно изменяющимся по частоте (FH), который указывает один или большее количество определенных наборов поддиапазонов или групп для использования для физического канала в каждом временном интервале. Временной интервал может охватывать один или множество периодов символа.

Фиг.6 показывает схему 600 широкополосного пилот-сигнала, который более соответствует обратному каналу связи. Для этого варианта осуществления каждый пользователь передает широкополосный пилот-сигнал, который является пилот-сигналом, который посылают на всех или большинстве из всех K поддиапазонов, например, на всех поддиапазонах, пригодных для использования для передачи. Широкополосный пилот-сигнал можно генерировать во временной области (например, с помощью псевдослучайной (ПС) последовательности) или в частотной области (например, используя OFDM). Широкополосный пилот-сигнал для каждого пользователя можно мультиплексировать с временным разделением каналов с передачей данных от этого пользователя, которые можно генерировать, используя LFDMA (как показано на фиг.6) или IFDMA (не показано на фиг.6). Широкополосные пилот-сигналы от всех пользователей можно передавать в тех же самых периодах символа, с помощью чего можно избежать интерференции между данными и пилот-сигналом для оценки канала. Широкополосный пилот-сигнал от каждого пользователя можно мультиплексировать с кодовым разделением (например, псевдослучайным) по отношению к широкополосным пилот-сигналам от других пользователей. Этого можно достичь с помощью назначения каждому пользователю различных ПС последовательностей. Широкополосный пилот-сигнал для каждого пользователя имеет низкое отношение пиковой мощностей к средней мощности (PAPR) и охватывает весь диапазон частот системы, что предоставляет возможность приемнику получать широкополосную оценку канала для пользователя. Для варианта осуществления, показанного на фиг.6, поддиапазоны данных скачкообразно изменяются по частоте в различных временных интервалах. Для каждого временного интервала оценку канала можно получать для поддиапазонов данных, основываясь на широкополосном пилот-сигнале.

Фиг.5A-6 показывают примерные схемы передачи пилот-сигнала и данных. Пилот-сигнал и данные можно также передавать другими способами, используя любую комбинацию TDM, CDM и/или некоторых других схем мультиплексирования.

Пилот-сигналы TDM и CDM можно генерировать различными способами. В одном из вариантов осуществления пилотные символы, используемые для генерации пилот-сигналов TDM и CDM, являются символами модуляции известной совокупности сигнала, такой как QPSK (4-кратная фазовая манипуляция). Последовательность из N символов модуляции может использоваться для схемы пилот-сигнала TDM, показанной на фиг.5A, и схемы пилот-сигнала CDM, показанной на фиг.5C. Последовательность из N/M символов модуляции может использоваться для схемы пилот-сигнала TDM, показанной на фиг.5B, и схемы пилот-сигнала CDM, показанной на фиг.5D. Каждую из последовательностей из N символов модуляции и последовательностей из N/M символов модуляции можно выбирать так, чтобы иметь (1) частотный спектр, который настолько равномерный, насколько это возможно, и (2) временную огибающую, которая изменяется как можно меньше. Равномерный частотный спектр гарантирует, что все поддиапазоны, используемые для передачи пилот-сигнала, имеют достаточную мощность для предоставления возможности приемнику должным образом оценивать усиление канала для этих поддиапазонов. Постоянная огибающая устраняет искажение с помощью блоков схемы, таких как усилитель мощности.

В другом варианте осуществления пилотные символы, используемые для генерации пилот-сигналов TDM и CDM, формируют, основываясь на многофазной последовательности, которая имеет хорошие временные и спектральные характеристики. Например, пилотные символы можно генерировать следующим образом:

, для n=1,..., N, Ур.(2)

где фазу φ_n можно получать, основываясь на любом из следующих уравнений:

φ_n=π·(n-1) n, Ур.(3)

φ_n=π·(n-1)², Ур.(4)

φ_n=π·[(n-1)·(n-N-1)], Ур.(5)

В уравнении (6) Q и N являются взаимно простыми числами. Уравнение (3) предназначено для последовательности Голомба, уравнение (4) - для последовательности P3, уравнение (5) - для последовательности P4 и уравнение (6) - для последовательности Chu. Последовательности P3, P4 и Chu могут иметь любую произвольную длину.

Пилотные символы можно также генерировать следующим образом:

, для l=1,..., T и m=1,..., T, Ур.(7)

где фазу φ_l,m можно получать, основываясь на любом из следующих уравнений:

φ_l,m=2π·(l-1)·(m-1)/T, Ур.(8)

φ_l,m=-(π/T)·(T-2l+1)·[(l-1)·T+(m-1)], Ур.(9)

Ур.(10)

Уравнение (8) предназначено для последовательности Френка, уравнение (9) - для последовательности P1 и уравнение (10) - для последовательности Px. Длина последовательностей Френка, P1 и Px ограничены N=T², где T - положительное целое число.

Последовательность пилотных символов, сгенерированная, основываясь на любой из описанных выше многофазных последовательностей, имеет и равномерный частотный спектр, и постоянную огибающую временной области. Могут также использоваться другие многофазные последовательности, имеющие хорошие спектральные характеристики (например, равномерный или известный частотный спектр) и хорошие временные характеристики (например, постоянную или известную огибающую временной области). Пилот-сигналы TDM или CDM, сгенерированные с помощью этой последовательности пилотных символов, в таком случае имели бы (1) низкое PAPR, которое не искажается элементами схемы, такими как усилитель мощности, и (2) равномерный частотный спектр, который предоставляет возможность приемнику точно оценивать усиление канала для всех поддиапазонов, используемых для передачи пилот-сигнала.

Фиг.7A показывает процесс 700 генерации пилотного символа IFDMA. Первую последовательность пилотных символов формируют, основываясь на многофазной последовательности, которая может быть любой из описанных выше многофазных последовательностей или некоторой другой многофазной последовательностью (блок 710). Первую последовательность пилотных символов повторяют много раз для получения второй последовательности пилотных символов (блок 712). Пилообразный фазовый сигнал применяют ко второй последовательности пилотных символов для получения третьей последовательности выводимых символов (блок 714). Пилообразный фазовый сигнал можно применять в цифровой форме к пилотным символам или вычислять с помощью процесса преобразования частоты с повышением. Циклический префикс добавляют к третьей последовательности выводимых символов для получения четвертой последовательности выводимых символов, которая является пилотным символом IFDMA (блок 716). Пилотный символ IFDMA передают во временной области через канал связи (блок 718). Хотя не показано на фиг.7 для простоты, пилотные символы можно мультиплексировать с символами данных, используя TDM и/или CDM, например, как описано выше для фиг.5A-5D.

Фиг.7B показывает процесс 750 генерации пилотного символа LFDMA. Первую последовательность пилотных символов формируют, основываясь на многофазной последовательности, которая может быть любой из описанных выше многофазных последовательностей или некоторой другой многофазной последовательностью (блок 760). Первую последовательность из N пилотных символов преобразовывают в частотную область с помощью N-точечного БПФ для получения второй последовательности из N символов частотной области (блок 762). N символов частотной области затем отображают на N поддиапазонов, используемых для передачи пилот-сигнала, и нулевые символы отображают на оставшиеся K-N поддиапазонов для получения третьей последовательности из K символов (блок 764). Третью последовательность из K символов преобразовывают во временную область с помощью K-точечного ОБПФ для получения четвертой последовательности из K выводимых символов временной области (блок 766). Циклический префикс добавляют к четвертой последовательности выводимых символов для получения пятой последовательности из K+C выводимых символов, которая является пилотным символом LFDMA (блок 768). Пилотный символ LFDMA передают во временной области через канал связи (блок 770). Хотя не показаны на фиг.7B для простоты, пилотные символы можно мультиплексировать с символами данных, используя TDM и/или CDM, например, как описано выше для фиг.5A-5D.

И для IFDMA, и для LFDMA количество поддиапазонов, используемых для передачи пилот-сигнала, может быть тем же самым или отличаться от количества поддиапазонов, используемых для передачи данных. Например, пользователю может быть назначено 16 поддиапазонов для передачи данных и восемь поддиапазонов для передачи пилот-сигнала. Другие восемь поддиапазонов могут быть назначены другому пользователю для передачи данных/пилот-сигнала. Множество пользователей могут совместно использовать тот же самый набор поддиапазонов для структуры 100 чередующихся поддиапазонов на фиг.1 или ту же самую группу поддиапазонов для структуры 300 узкополосных поддиапазонов на фиг.3.

Для структуры 100 чередующихся поддиапазонов на фиг.1 пилот-сигнал FDM может передаваться в одном или большем количестве наборов поддиапазонов для предоставления возможности приемнику выполнять различные функции, такие как, например, оценка канала, сопровождение по частоте, временное отслеживание и т.д. В первом разнесенном пилот-сигнале FDM пилотные символы IFDMA передают в наборе p поддиапазонов в нескольких периодах символа и в наборе p+S/2 поддиапазонов в других периодах символа. Например, если S=8, то пилотные символы IFDMA можно передавать, используя образец разнесения {3, 7}, так, чтобы пилотные символы IFDMA посылали в наборе 3 поддиапазонов, затем в наборе 7 поддиапазонов, затем в наборе 3 поддиапазонов и т.д. Во втором разнесенном пилот-сигнале FDM пилотные символы IFDMA передают в наборе p(t)=[p(t-1)+Δp]modS+1 поддиапазонов в периоде символа t, где Δp - разность между индексами наборов поддиапазонов для двух последовательных периодов символа, и +1 предназначено для схемы индексации, которая начинается с 1 вместо 0. Например, если S=8 и Δp=3, то пилотные символы IFDMA можно передавать, используя образец разнесения {1, 4, 7, 2, 5, 8, 3, 6} так, чтобы пилотные символы IFDMA посылали в наборе 1 поддиапазонов, затем в наборе 4 поддиапазонов, затем в наборе 7 поддиапазонов и т.д. Могут также использоваться другие образцы разнесения. Разнесенный пилот-сигнал FDM предоставляет возможность приемнику получать оценки усиления канала для большего количества поддиапазонов, что может улучшать оценку канала и эффективность обнаружения.

Фиг.8 показывает процесс 800, выполняемый приемником для оценки характеристики канала связи, основываясь на пилот-сигнале TDM или пилот-сигнале CDM, посланном передатчиком. Приемник получает символ SC-FDMA для каждого периода символа и удаляет циклический префикс в принятом символе SC-FDMA (блок 810). Для IFDMA приемник удаляет пилообразный фазовый сигнал в принятом символе SC-FDMA. И для IFDMA, и для LFDMA приемник получает K принятых символов данных/пилотных символов для символа SC-FDMA.

Приемник затем отменяет TDM или CDM, выполненную для пилот-сигнала (блок 812). Для схемы пилот-сигнала TDM, показанной на фиг.5A, K принятых пилотных символов, r_p(n) для n=1,..., K, получают для каждого пилотного символа SC-FDMA. Для схемы пилот-сигнала TDM, показанной на фиг.5B, множество принятых пилотных символов получают для каждого символа SC-FDMA, содержащего пилот-сигнал TDM.

Для схемы пилот-сигнала CDM, показанной на фиг.5C, М принятых символов SC-FDMA, содержащих пилот-сигнал CDM, обрабатывают для восстановления пилотных символов следующим образом:

, для n=1,..., K, Ур.(11)

где r(t_i,n) является принятым отсчетом для периода n отсчетов в периоде символа t_i;

ω_p,i - i-тый элементарный сигнал ортогональной последовательности для пилот-сигнала и

r_p(n) - принятый пилотный символ для периода n отсчетов.

Уравнение (11) предполагает, что пилот-сигнал CDM передают в периодах символа t₁-t_M, где М - длина ортогональной последовательности. K принятых пилотных символов получают из уравнения (11) для пилот-сигнала CDM.

Для схемы пилот-сигнала CDM, показанной на фиг.5D, каждый принятый символ SC-FDMA, содержащий пилот-сигнал CDM, обрабатывают для восстановления пилотных символов следующим образом:

, для n=1,..., K/M, Ур.(12)

где r((n-1)·М+i) - принятый отсчет для периода отсчетов (n-1)·M+i в принятом символе SC-FDMA с пилот-сигналом CDM. K/М принятых пилотных символов получают из уравнения (12) для пилот-сигнала CDM.

Частотно-избирательный канал связи вызывает межсимвольную интерференцию (МСИ). Однако МСИ ограничена в пределах одного символа SC-FDMA из-за циклического префикса. Кроме того, из-за циклического префикса операция линейной свертки в результате импульсной характеристики канала фактически становится циклической сверткой подобно OFDMA. Поэтому можно выполнять оценку канала, выравнивание и другие операции в частотной области, когда пилотные символы и символы данных не посылают в том же самом символе SC-FDMA.

Для схемы TDM, показанной на фиг.5A, и схемы CDM, показанной на фиг.5C, приемник получает K принятых пилотных символов для каждой передачи пилот-сигнала. K-точечное БПФ можно выполнять для K принятых пилотных символов, r_p(n) для n=1,…, K, для получения K значений принятого пилот-сигнала в частотной области, R_p(k) для k=1,..., K (блок 814). Значения принятого пилот-сигнала можно задавать как:

R_p(k)=H(k)·P(k)+N(k), для k=1,..., K, Ур.(13)

где P(k) - значение переданного пилот-сигнала для поддиапазона k;

H(k) - совокупное усиление канала связи для поддиапазона k;

R_p(k) - значение принятого пилот-сигнала для поддиапазона k и

N(k) - шум для поддиапазона k.

K-точечное БПФ обеспечивает K значений принятого пилот-сигнала для всех K поддиапазонов. Сохраняют только N оценок принятых пилот-сигналов для N поддиапазонов, используемых для передачи пилот-сигнала (которые называют пилотными поддиапазонами), а остальные K-N значений принятых пилот-сигналов не учитывают (блок 816). Различные пилотные поддиапазоны используются для IFDMA и LFDMA, и, следовательно, различные значения принятых пилот-сигналов сохраняют для IFDMA и LFDMA. Сохраненные значения пилот-сигнала обозначают как R_p(k) для k=1,..., N. Для простоты можно предположить, что шум является аддитивным белым Гауссовым шумом (AWGN) с нулевым средним значением и дисперсией N₀.

Приемник может оценивать частотную характеристику канала, используя различные методики оценки канала, такие как методика MMSE, методика наименьших квадратов (LS) и т.д. Приемник получает оценки усиления канала для N пилотных поддиапазонов, основываясь на N значениях принятого пилот-сигнала и используя методику MMSE или LS (блок 818). Для методики MMSE, начальную оценку частотной характеристики канала связи можно получать, основываясь на значениях принятого пилот-сигнала, следующим образом:

, для k=1,…, N, Ур.(14)

где - оценка усиления канала для поддиапазона k и «*» обозначает комплексное сопряжение. Начальная оценка частотной характеристики содержит N значений усиления канала для N пилотных поддиапазонов. Последовательность пилотных символов можно генерировать, основываясь на многофазной последовательности, имеющей равномерную частотную характеристику. В этом случае |P(k)|=1 для всех значений k и уравнение (14) может быть выражено как:

, для k=1,..., N. Ур.(15)

Постоянный множитель 1/(1+N₀) можно удалить для обеспечения несмещенной оценки частотной характеристики MMSE, которая может быть выражена как:

, для k=1,..., N. Ур.(16)

Для методики LS начальную оценку частотной характеристики можно получать, основываясь на значениях принятого пилот-сигнала, следующим образом:

, для k=1,..., N. Ур.(17)

Импульсную характеристику канала связи можно характеризовать с помощью L сигналов, где L может быть намного меньше N. То есть если импульс применяют к каналу связи с помощью передатчика, то L отсчетов временной области (с частотой отсчетов BW МГц) было бы достаточно для определения характеристики канала связи, основываясь на возбуждении этого импульса. Количество сигналов (L) для импульсной характеристики канала зависит от диапазона задержек системы, который является разницей во времени между самым ранним и самым последним прибывающими экземплярами сигнала с достаточной энергией в приемнике. Более длительный диапазон задержек соответствует большему значению L, и наоборот.

Оценку импульсной характеристики канала можно получать, основываясь на N оценках усиления канала и используя методики LS или MMSE (блок 820). Оценку импульсной характеристики канала методом наименьших квадратов с помощью L сигналов, для n=1,..., L, можно получать, основываясь на начальной оценке частотной характеристики, следующим образом:

, Ур.(18)

где - вектор Nx1, содержащий или для k=1,..., N;

- субматрица матрицы Фурье ;

- вектор Lx1, содержащий для n=1,..., L и

обозначает сопряженное транспонирование.

Матрицу Фурье определяют так, что (u,v)-тый элемент f_u,v, задается как:

, для u=1,..., K и v=1,..., K, Ур.(19)

где u является индексом строки и v - индексом столбца. содержит N строк , соответствующих N пилотным поддиапазонам. Каждая строка содержит первые L элементов соответствующей строки . содержит L сигналов оценки импульсной характеристики канала по методу наименьших квадратов.

Оценку импульсной характеристики канала MMSE с L сигналами, для n=1,..., L, можно получать, основываясь на начальной оценке частотной характеристики, следующим образом:

, Ур.(20)

где - матрица автоковариации LxL шума и интерференции. Для аддитивного белого Гауссового шума (AWGN) матрицу автоковариации можно задавать как , где - шумовая дисперсия. N-точечное ОБПФ можно также выполнять для начальной оценки частотной характеристики для получения оценки импульсной характеристики канала с N сигналами.

Фильтрацию и/или последующую обработку начальной оценки частотной характеристики и/или оценки импульсной характеристики канала можно выполнять для улучшения качества оценки канала, как описано ниже (блок 822). Конечная оценка частотной характеристики для всех K поддиапазонов может быть получена (1) с помощью дополнения нулями L-сигнальной или N-сигнальной оценки импульсной характеристики канала до длины K и (2) выполнения K-точечного БПФ расширенной оценки импульсной характеристики (блок 824). Конечная оценка частотной характеристики для всех K поддиапазонов может также быть получена с помощью (1) интерполяции N оценок усиления канала, (2) выполнения аппроксимации по методу наименьших квадратов N оценок усиления канала или (3) используя другие методики аппроксимации.

Приемник может получать более продолжительную оценку импульсной характеристики канала, основываясь на разнесенном пилот-сигнале FDM. В общем случае оценка импульсной характеристики канала с помощью L_T сигналов может быть получена, основываясь на пилотных символах IFDMA, посланных на L_T различных поддиапазонах в одном или большем количестве периодов символа. Например, если L_T=2N, то оценка импульсной характеристики с помощью 2N сигналов может быть получена, основываясь на двух или большем количестве пилотных символов IFDMA, посланных в двух или большем количестве наборов поддиапазонов в двух или большем количестве периодов символа. Оценку импульсной характеристики полной продолжительности с помощью K сигналов можно получать, если пилот-сигнал передают во всех S наборах поддиапазонов, используя полностью разнесенный образец.

Приемник может получать более продолжительную оценку импульсной характеристики продолжительности L_T, фильтруя начальные оценки импульсной характеристики продолжительности N для достаточного количества различных наборов поддиапазонов. Каждая начальная оценка импульсной характеристики может быть получена, основываясь на пилотном символе IFDMA для одного набора поддиапазонов. Если пилот-сигнал передают в различных наборах поддиапазонов в каждом периоде символа, то фильтрацию можно выполнять по достаточному количеству периодов символа для получения более продолжительной оценки импульсной характеристики.

Для SC-FDMA фильтрацию можно выполнять для начальных оценок частотной характеристики, оценок импульсной характеристики канала по методу наименьших квадратов или MMSE и/или конечных оценок частотной характеристики, полученных для различных периодов символа для улучшения качества оценки канала. Фильтрация может быть основана на фильтре конечной импульсной характеристике (FIR), фильтре бесконечной импульсной характеристики (IIR) или на некотором другом типе фильтра. Коэффициенты фильтра можно выбирать для достижения требуемой степени фильтрации, которую можно выбирать, основываясь на выборе оптимального соотношения между различными факторами, такими как, например, требуемое качество оценки канала, возможность отслеживания быстрого изменения в канале, сложность фильтра и т.д.

Оценка частотной характеристики и/или оценка импульсной характеристики канала связи могут также быть получены другими способами, используя другие методики оценки канала.

Различные операции последующей обработки можно выполнять для улучшения качества оценки канала. В определенных средах, таких как среда многолучевого распространения с замираниями, канал связи часто имеет только небольшое количество сигналов во временной области. Описанная выше оценка канала может обеспечивать оценку импульсной характеристики канала, имеющего большое количество сигналов из-за шума. Последующая обработка пытается удалять сигналы, которые возникают из-за шума, и сохранять сигналы, которые передают в канале.

В одной из схем последующей обработки, которую называют усечением, сохраняют только первые L сигналов оценки импульсной характеристики канала, а остальные сигналы заменяют нулями. В другой схеме последующей обработки, которую называют сравнением с пороговым значением, сигналы с низкой энергией заменяют нулями. В одном из вариантов осуществления сравнение с пороговым значением выполняют следующим образом:

для n=1,..., K, Ур.(21)

где - n-ный сигнал оценки импульсной характеристики канала, которая может быть или ; и

h_th - пороговое значение, используемое для обнуления сигналов с низкой энергией.

Пороговое значение h_th можно вычислять, основываясь на энергии всех K сигналов или только L первых сигналов оценки импульсной характеристики канала. То же самое пороговое значение может использоваться для всех сигналов. Альтернативно, различные пороговые значения могут использоваться для различных сигналов. Например, первое пороговое значение может использоваться для первых L сигналов, и второе пороговое значение (которое может быть ниже первого порогового значения) может использоваться для остальных сигналов.

В еще одной схеме последующей обработки, которую называют выбором сигнала, B лучших сигналов оценки импульсной характеристики канала сохраняют, где B≥1, и остальные сигналы устанавливают в ноль. Количество сигналов, которые будут сохранять (обозначено как B), может быть фиксированным или переменным значением. B можно выбирать, основываясь на отношении «сигнал к шуму и интерференции» (SNR) принятого сигнала для передачи пилот-сигнала/данных, спектральной эффективности пакета данных, для которого используется оценка канала, и/или на некотором другом параметре. Например, два лучших сигнала можно сохранять, если SNR принятого сигнала находится в пределах первого диапазона (например, от 0 до 5 децибел (дБ)), три лучших сигнала можно сохранять, если SNR принятого сигнала находится в пределах второго диапазона (например, от 5 до 10 дБ), четыре лучших сигнала можно сохранять, если SNR принятого сигнала находится в пределах третьего диапазона (например, от 10 до 15 дБ), и т.д.

Оценку канала можно выполнять во временной области для схемы пилот-сигнала TDM, показанной на фиг.5B, схемы пилот-сигнала CDM, показанной на фиг.5D, и других схем пилот-сигнала, в которых данные и пилотные символы посылают в том же самом символе SC-FDMA. Гребенчатый блок оценки может использоваться для идентификации трактов передачи сильных сигналов, например, с помощью (1) сравнения принятых символов с переданной последовательностью пилотного символа при различных смещениях времени и (2) идентификации смещений времени, которые обеспечивают высокие результаты при сравнении. Оценка канала во временной области обеспечивает набор сигналов для оценки импульсной характеристики канала связи.

Для всех схем пилот-сигнала оценка канала обеспечивает оценку импульсной характеристики канала и/или оценку частотной характеристики, которая может использоваться для выравнивания принятых символов данных. Последовательность из K принятых символов данных получают для каждого символа данных SC-FDMA для схемы пилот-сигнала TDM, показанной на фиг.5A, и для каждого набора из М принятых символов SC-FDMA для схемы пилот-сигнала CDM, показанной на фиг.5C. Последовательность из K принятых символов данных можно выравнивать во временной области или в частотной области.

Выравнивание в частотной области можно выполнять следующим образом. K-точечное БПФ сначала выполняют с K принятыми символами данных, r_d(n) для n=1,..., K, для получения K значений принятых данных частотной области, R_d(k) для k=1,..., K. Сохраняют только N значений принятых данных для N поддиапазонов, используемых для передачи данных, а остальные K-N значений принятых данных не учитывают.Сохраненные значения данных обозначают как R_d(k) для k=1,..., N.

Выравнивание можно выполнять в частотной области для N значений принятых данных, используя методику MMSE, следующим образом:

, для k=1,…,N, Ур.(22)

где R_d(k) - значение принятых данных для k поддиапазона,

- оценка усиления канала для k поддиапазона, которая может быть равна или ; и

Z_d(k) - выровненное значение данных для k поддиапазона.

Выравнивание можно также выполнять в частотной области для N принятых значений данных, используя методику обращения в ноль незначащих коэффициентов, следующим образом:

для k=1,..., N. Ур.(23)

И для выравнивания MMSE, и для выравнивания с обращением в ноль незначащих коэффициентов N выровненных значений данных, Z_d(k) для k=1,..., N, можно преобразовывать назад во временную область для получения последовательности из N оценок символа данных, для n=1,..., N, которые являются оценками N символов данных в исходной последовательности.

Выравнивание можно также выполнять во временной области для последовательности из K принятых символов данных следующим образом:

z_d(n)=r_d(n)⊗g(n), Ур.(24)

где r_d(n) обозначает последовательность из K принятых символов данных;

g(n) обозначает импульсную характеристику эквалайзера (блока выравнивания) во временной области;

z_d(n) обозначает последовательность из K выровненных символов данных; и

⊗ - обозначает операцию циклической свертки.

Частотная характеристика эквалайзера может быть получена, основываясь на методике MMSE, как: , для k=1,..., N. Частотную характеристику эквалайзера можно также получать, основываясь на методике обращения в ноль незначащих коэффициентов, как: , для k=1,..., N. Частотную характеристику эквалайзера можно преобразовывать во временную область для получения импульсной характеристики эквалайзера, g(n) для n=1,..., N, которая используется для выравнивания во временной области в уравнении (24).

Последовательность из K выровненных символов данных из уравнения (24) содержит S копий переданных символов данных. S копий можно суммировать нарастающим итогом на основе «символ данных за символом данных» для получения N оценок символов данных следующим образом:

, для n=1,..., N. Ур.(25)

Альтернативно, суммирование нарастающим итогом не выполняют и N выровненных символов данных только для одной копии переданных данных обеспечивают как N оценок символа данных.

Приемник может также оценивать интерференцию, основываясь на значениях принятого пилот-сигнала и оценке канала. Например, интерференцию для каждого поддиапазона можно оценивать следующим образом:

, для k=1,..., N, Ур.(26)

где I(k) - оценка интерференции для k поддиапазона. Оценку интерференции I(k) можно усреднять по всем N поддиапазонам для каждого символа SC-FDMA для получения краткосрочной оценки интерференции, которая может использоваться для демодуляции данных и/или других целей. Краткосрочную оценку интерференции можно усреднять по многочисленным символам SC-FDMA для получения долгосрочной оценки интерференции, которая может использоваться для оценки условий эксплуатации и/или в других целях.

Другие методики могут также использоваться для улучшения качества оценки канала, полученной из пилот-сигнала TDM или пилот-сигнала CDM. Эти методики включают в себя итерационную методику оценки канала и методику оценки канала с помощью данных.

Для итерационной методики оценки канала сначала получают начальную оценку канала связи, основываясь на принятых пилотных символах, например, используя методику наименьших квадратов или MMSE. Начальная оценка канала используется для получения оценки символа данных, как описано выше. В одном из вариантов осуществления интерференцию из-за символов данных для пилотных символов оценивают, основываясь на оценках символа данных и начальной оценке канала , например, как , где обозначает оценку интерференции. В другом варианте осуществления оценки символа данных обрабатывают для получения декодированных данных. Декодированные данные затем обрабатывают тем же самым способом, который выполняют в передатчике, для получения повторно модулированных символов данных, для которых выполняют операцию свертки с начальной оценкой канала для получения оценки интерференции. Для обоих вариантов осуществления оценку интерференции вычитают из принятых пилотных символов для получения пилотных символов без интерференции, , которые затем используются для получения улучшенной оценки канала. Процесс можно повторять для любого количества итераций для получения прогрессивно лучших оценок канала. Итерационная методика оценки канала более соответствует схеме пилот-сигнала TDM, показанной на фиг.5B, схемам пилот-сигнала CDM, показанным на фиг.5C и 5D, и другим схемам пилот-сигнала, в которых символы данных могут вызывать межсимвольную интерференцию для пилотных символов.

Для методики оценки канала с помощью данных принятые символы данных используются вместе с принятыми пилотными символами для оценки канала. Первую оценку канала получают, основываясь на принятых пилотных символах, и ее используют для получения оценки символа данных. Вторую оценку канала затем получают, основываясь на принятых символах данных и оценках символа данных. В одном из вариантов осуществления принятые символы данных r_d(n) преобразовывают в оценки принятых данных частотной области R_d(k) и оценки символов данных преобразовывают в значения данных частотной области . Вторую оценку канала можно получать, заменяя R_d(k) на R_p(k) и на P (k) в уравнениях с (14) по (18). В другом варианте осуществления оценки символа данных обрабатывают для получения декодированных данных и декодированные данные обрабатывают для получения повторно модулированных символов данных D_rm(k). Вторую оценку канала можно получать, заменяя R_d(k) на R_p(k) и D_rm(k) на P(k) в уравнениях с (14) по (18).

Две оценки канала, полученные с помощью принятых пилотных символов и принятых символов данных, объединяют для получения улучшенной полной оценки канала. Это объединение можно выполнять, например, следующим образом:

, для k=1,..., N, Ур.(27)

где - оценка канала, полученная, основываясь на принятых пилотных символах;

- оценка канала, полученная, основываясь на принятых символах данных;

C_p(k) и C_d(k) - коэффициенты взвешивания для пилот-сигнала и данных, соответственно; и

является полной оценкой канала.

В общем случае можно получать, основываясь на любой функции , , уверенности в надежности оценок символов данных и/или других факторах. Описанный выше процесс может выполняться итерационным способом. Для каждой итерации обновляют, основываясь на оценке канала, полученной из оценок символа данных, и обновленную используют для получения новых оценок символов данных. Методика оценки канала с помощью данных может использоваться для всех схем пилот-сигнала, которые включают в себя схемы пилот-сигнала TDM и CDM, показанные на фиг.5A-5D.

Фиг.9 показывает структурную схему передатчика 910 и приемника 950. Для прямого канала связи передатчик 910 является частью базовой станции, а приемник 950 является частью беспроводного устройства. Для обратного канала связи передатчик 910 является частью беспроводного устройства, а приемник 950 является частью базовой станции. Базовая станция в общем случае является стационарной станцией, и ее могут также называть базовой приемопередающей системой (БПС), точкой доступа или использовать некоторую другую терминологию. Беспроводное устройство может быть фиксированным или мобильным телефоном, и его можно также называть пользовательским терминалом, подвижной станцией или использовать некоторую другую терминологию.

В передатчике 910 блок 920 обработки ПД данных и пилот-сигнала обрабатывает данные трафика для получения символов данных, генерирует пилотные символы и обеспечивает символы данных и пилотные символы. Модулятор 930 SC-FDMA мультиплексирует символы данных и пилотные символы, используя TDM и/или CDM, и выполняет модуляцию SC-FDMA (например, для IFDMA, LFDMA и т.д.) для генерации символов SC-FDMA. Блок 932 передачи (ПРД) обрабатывает (например, преобразовывает в аналоговую форму, усиливает, фильтрует и преобразовывает с повышением частоты) символы SC-FDMA и генерирует модулированный по радиочастоте (РЧ) сигнал, который передают через антенну 934.

В приемнике 950 антенна 952 принимает переданный сигнал и доставляет принятый сигнал. Блок 954 приема (ПРМ) приводит к определенной форме (например, фильтрует, усиливает, преобразовывает с понижением частоты и переводит в цифровую форму) принятый сигнал для генерации потока принятых отсчетов. Демодулятор 960 SC-FDMA обрабатывает принятые отсчеты и получает принятые символы данных и принятые пилотные символы. Блок оценки канала/блок 980 обработки получает оценку канала, основываясь на принятых пилотных символах. Демодулятор 960 SC-FDMA выполняет выравнивание принятых символов данных с помощью оценки канала и обеспечивает оценки символов данных. Блок 970 обработки принятых (ПР) символов обратно отображает, деперемежает и декодирует оценки символа данных и обеспечивает декодированные данные. В общем случае обработка с помощью демодулятора 960 SC-FDMA и блока 970 обработки ПР данных является обратной по отношению к обработке с помощью модулятора 930 SC-FDMA и блока 920 обработки ПД данных и пилот-сигнала соответственно в передатчике 910.

Контроллеры 940 и 990 управляют работой различных блоков обработки в передатчике 910 и приемнике 950 соответственно. Блоки 942 и 992 памяти хранят коды программ и данные, используемые контроллерами 940 и 990, соответственно.

Фиг.10A показывает структурную схему блока 920a обработки ПД данных и пилот-сигнала, который является вариантом осуществления блока 920 обработки на фиг.9 и может использоваться для схем пилот-сигнала TDM. В блоке 920a обработки данные трафика кодируют с помощью кодера 1012, перемежают с помощью перемежителя 1014 и отображают на символы данных с помощью блока 1016 отображения символа. Генератор 1020 пилот-сигнала генерирует пилотные символы, например, основываясь на многофазной последовательности. Мультиплексор (МПЛ) 1022 принимает и мультиплексирует символы данных с пилотными символами, основываясь на управлении TDM, и обеспечивает поток мультиплексированных данных и пилотных символов.

Фиг.10B показывает структурную схему блока 920b обработки ПД данных и пилот-сигнала, который является другим вариантом осуществления блока 920 обработки на фиг.9 и может использоваться для схем пилот-сигнала CDM. В блоке 920b обработки данные трафика кодируют с помощью кодера 1012, перемежают с помощью перемежителя 1014 и отображают на символы данных с помощью блока 1016 отображения символа. Блок 1024a умножения умножает каждый символ данных на ортогональную последовательность из М элементарных сигналов {w_d} для данных и обеспечивает М масштабированных символов данных. Точно так же блок 1024b умножения умножает каждый пилотный символ на ортогональную последовательность из М элементарных сигналов {w_p} для пилот-сигнала и обеспечивает М масштабированных пилотных символов. Сумматор 1026 суммирует масштабированные символы данных с масштабированными пилотными символами, например, как показано на фиг.5C или 5D, и обеспечивает объединенные символы.

Фиг.11A показывает модулятор 930a SC-FDMA для IFDMA, который является вариантом осуществления модулятора 930 SC-FDMA на фиг.9. В пределах модулятора 930a блок 1112 повторения повторяет исходную последовательность данных/пилотных символов S раз для получения расширенной последовательности из K символов. Блок 1114 пилообразного фазового сигнала применяет пилообразный фазовый сигнал к расширенной последовательности символов для генерации последовательности выводимых символов с преобразованной частотой. Пилообразный фазовый сигнал определяет набор u поддиапазонов, используемый для передачи. Генератор 1116 циклического префикса добавляет циклический префикс к последовательности символов с преобразованной частотой для генерации символа IFDMA.

Фиг.11B показывает модулятор 930b SC-FDMA для LFDMA, который является другим вариантом осуществления модулятора 930 SC-FDMA на фиг.9. В пределах модулятора 930b блок 1122 БПФ выполняет N-точечное БПФ исходной последовательности данных/пилотных символов для получения последовательности из N символов частотной области. Блок 1124 отображения символа на поддиапазон отображает N символов частотной области на N поддиапазонов, используемых для передачи, и отображает K-N нулевых символов на оставшиеся K-N поддиапазонов. Блок 1126 ОБПФ выполняет K-точечное ОБПФ K символов от блока 1124 отображения и обеспечивает последовательность из K выводимых символов области времени. Генератор 1128 циклического префикса добавляет циклический префикс к последовательности выводимых символов для генерации символа LFDMA.

Фиг.12A показывает структурную схему демодулятора 960a SC-FDMA, который является вариантом осуществления демодулятора 960 на фиг.9 и может использоваться для TDM схемы пилот-сигнала IFDMA. В пределах демодулятора 960a SC-FDMA блок 1212 удаления циклического префикса удаляет циклический префикс для каждого принятого символа IFDMA. Блок 1214 удаления пилообразного фазового сигнала удаляет пилообразный фазовый сигнал в каждом принятом символе IFDMA. Удаление пилообразного фазового сигнала может также выполняться с помощью преобразования с понижением частоты из РЧ в полосу немодулированных частот. Демультиплексор (ДМПЛ) 1220 принимает выводимый из блока 1214 сигнал и обеспечивает принятые символы данных к эквалайзеру 1230 и обеспечивает принятые пилотные символы к блоку 980 оценки канала. Блок 980 оценки канала получает оценку канала, основываясь на принятых пилотных символах, например, используя методику наименьших квадратов или MMSE. Эквалайзер 1230 выполняет выравнивание принятых символов данных с помощью оценки канала во временной области или частотной области и обеспечивает выровненные символы данных. Накапливающий сумматор 1232 суммирует нарастающим итогом выровненные символы данных, соответствующие множеству копий того же самого переданного символа данных, и обеспечивает оценки символа данных.

Фиг.12B показывает структурную схему демодулятора 960b SC-FDMA, который является другим вариантом осуществления демодулятора 960 на фиг.9 и может использоваться для CDM схемы пилот-сигнала IFDMA. Демодулятор 960b SC-FDMA включает в себя многоканальный приемник данных, который восстанавливает переданные символы данных, и многоканальный приемник пилот-сигнала, который восстанавливает переданные пилотные символы. Для многоканального приемника данных блок 1224a умножения умножает выводимый из блока 1214 сигнал на ортогональную последовательность данных из М элементарных сигналов {w_d} и обеспечивает масштабированные символы данных. Накапливающий сумматор 1226a суммирует нарастающим итогом М масштабированных символов данных для каждого переданного символа данных и обеспечивает принятый символ данных. Для многоканального приемника пилот-сигнала блок 1224b умножения умножает выходной сигнал блока 1214 на пилотную ортогональную последовательность из М элементарных сигналов {w_p} и обеспечивает М масштабированных пилотных символов для каждого переданного пилотного символа, которые суммируют нарастающим итогом с помощью накапливающего сумматора 1226b для получения принятого пилотного символа для переданного пилотного символа. Обработка с помощью последующих блоков в пределах демодулятора 960b SC-FDMA аналогична описанной выше для демодулятора 960a SC-FDMA.

Фиг.13A показывает структурную схему демодулятора 960c SC-FDMA, который является еще одним вариантом осуществления демодулятора 960 на фиг.9 и может использоваться для TDM схемы пилот-сигнала LFDMA. В пределах демодулятора 960c SC-FDMA блок 1312 удаления циклического префикса удаляет циклический префикс для каждого принятого символа LFDMA. Блок 1314 БПФ выполняет K-точечное БПФ символа LFDMA после удаления циклического префикса и обеспечивает K значений частотной области. Блок 1316 обратного отображения поддиапазона на символ принимает K значений частотной области, обеспечивает N значений частотной области для N поддиапазонов, используемых для передачи, и не учитывает остальные значения частотной области. Блок 1318 ОБПФ выполняет N-точечное БПФ N значений частотной области из блока 1316 обратного отображения и обеспечивает N принятых символов. Демультиплексор 1320 принимает выходной сигнал из блока 1318, обеспечивает принятые символы данных к эквалайзеру 1330 и обеспечивает принятые пилотные символы к блоку 980 оценки канала. Эквалайзер 1330 выполняет выравнивание принятых символов данных во временной области или частотной области с помощью оценки канала из блока 980 оценки канала и обеспечивает оценки символов данных.

Фиг.13B показывает структурную схему демодулятора 960d SC-FDMA, который является еще одним вариантом осуществления демодулятора 960 на фиг.9 и может использоваться для CDM схемы пилот-сигнала LFDMA. Демодулятор 960d SC-FDMA включает в себя многоканальный приемник данных, который восстанавливает переданные символы данных, и многоканальный приемник пилот-сигнала, который восстанавливает переданные пилотные символы. Для многоканального приемника данных блок 1324a умножения умножает выходной сигнал из блока ОБПФ 1318 на ортогональную последовательность данных из М элементарных сигналов {w_d} и обеспечивает масштабированные символы данных. Накапливающий сумматор 1326a суммирует нарастающим итогом М масштабированных символов данных для каждого переданного символа данных и обеспечивает принятый символ данных. Для многоканального приемника пилот-сигнала блок 1324b умножения умножает выходной сигнал из блока ОБПФ 1318 на пилотную ортогональную последовательность из М элементарных сигналов {w_p} и обеспечивает М масштабированных пилотных символов для каждого переданного пилотного символа, которые суммируют нарастающим итогом с помощью сумматора 1326b, для получения принятого пилотного символа для переданного пилотного символа. Обработка с помощью последующих блоков в пределах демодулятора 960d SC-FDMA аналогична описанной выше для демодулятора 960c SC-FDMA.

Описанные методики передачи пилот-сигнала и оценки канала могут воплощаться с помощью различных средств. Например, эти методики могут воплощаться в оборудовании, программном обеспечении или в их комбинации. Для воплощения в оборудовании блоки обработки, используемые для генерации и передачи пилот-сигнала в передатчике (например, каждый из блоков обработки, показанных на фиг.9-13B, или комбинации блоков обработки), могут воплощаться в одной или большем количестве специализированных интегральных схем (СпИС), процессоров обработки цифровых сигналов (ПОЦС), устройств обработки цифровых сигналов (УОЦС), программируемых логических устройств (ПЛУ), программируемых вентильных матриц (ПВМ), процессоров, контроллеров, микроконтроллеров, микропроцессоров, электронных устройств, других электронных блоков, предназначенных для выполнения описанных функций, или в их комбинации. Блоки обработки, используемые для выполнения оценки канала в приемнике, можно также воплощать в пределах одной или большего количества СпИС, ПОЦС, электронных устройств и т.д.

Для воплощения в программном обеспечении данные методики можно воплощать с помощью модулей (например, процедур, функций и т.д.), которые выполняют описанные функции. Программные коды могут храниться в блоке памяти (например, в блоке 942 или 992 памяти на фиг.9) и выполняться с помощью блоков обработки (например, контроллеров 940 или 990). Блок памяти может воплощаться в пределах блока обработки или вне блока обработки.

Предыдущее описание раскрытых вариантов осуществления представлено для обеспечения возможности любому специалисту изготавливать или использовать настоящее изобретение. Различные модификации этих вариантов осуществления будут вполне очевидны специалистам, и определенные в данном описании общие принципы могут применяться к другим вариантам осуществления, не отступая от объема или сущности изобретения. Таким образом, настоящее изобретение не ограничено описанными вариантами осуществления, но должно соответствовать самой широкой форме, совместимой с раскрытыми принципами и новыми признаками.