Результат интеллектуальной деятельности: МНОГОФАЗНАЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНАЯ СХЕМА С МАЛЫМ СОДЕРЖАНИЕМ ВЫСШИХ ГАРМОНИК

Изобретение относится к области силовой электроники. Оно исходит из многофазной преобразовательной схемы согласно ограничительной части независимого пункта формулы.

Многофазные преобразовательные схемы используются сегодня во многих применениях силовой электроники. Требования к такой преобразовательной схеме заключаются при этом, во-первых, в том, чтобы создавать как можно меньше высших гармоник в подключенной обычно на стороне входа преобразовательной схемы электрической сети переменного напряжения, а также на фазах обычно подключенной к преобразовательной схеме электрической нагрузки, а, во-вторых, передавать как можно большую мощность с как можно меньшим числом электронных элементов. Подходящая многофазная преобразовательная схема описана в ЕР 0913918 А2 и изображена на фиг.1. Здесь преобразовательная схема выполнена в виде 18-пульсной трехфазной преобразовательной схемы и содержит на каждую фазу одну преобразовательную подсхему, причем каждая преобразовательная подсхема включает в себя 18-пульсный выпрямительный блок, соединенный с выпрямительным блоком контур постоянного напряжения и соединенный с контуром постоянного напряжения инверторный блок. Согласно ЕР 0913918 А2 и фиг.1 первый выход переменного тока каждого инверторного блока образует фазный вывод. Вторые выходы переменного тока инверторных блоков преобразовательной схемы включены далее звездой. Кроме того, преобразовательная схема содержит единственный трансформатор с первичной обмоткой, которая обычно подключена к электрической сети переменного напряжения. За счет 18 пульсаций преобразовательной схемы трансформатор содержит девять трехфазных вторичных обмоток, причем каждые три из девяти трехфазных вторичных обмоток образуют комплект вторичных обмоток, так что в целом образованы три комплекта вторичных обмоток.

В GB 2330254 А также раскрыта многофазная преобразовательная схема, у которой на каждую фазу также предусмотрена одна преобразовательная подсхема, причем каждая преобразовательная подсхема содержит три выпрямительных блока. К каждому выпрямительному блоку подключен тогда один контур постоянного напряжения и один соединенный с контуром постоянного напряжения инверторный блок. Далее преобразовательная схема в GB 2330254 А содержит три трансформатора, каждый с одной первичной обмоткой и тремя трехфазными вторичными обмотками. Каждая вторичная обмотка придана одной из трех преобразовательных подсхем, причем тогда каждый выпрямительный блок соответствующей преобразовательной подсхемы соединен ровно с одной приданной этой преобразовательной подсхеме вторичной обмоткой.

Проблемой многофазной преобразовательной схемы из ЕР 0913918 А2 является то, что, несмотря на 18 пульсаций выпрямительных блоков и, тем самым, в целом преобразовательной схемы, на первичной обмотке и, тем самым, в электрической сети переменного напряжения могут возникнуть релевантные высшие гармоники больше семнадцатой высшей гармоники по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока электрической сети переменного напряжения, которые тогда соответственно сильно нагружают электрическую сеть переменного напряжения, в частности слабую электрическую сеть переменного напряжения с высоким полным сопротивлением. Такие воздействия высших гармоник преобразовательной схемы поэтому крайне нежелательны.

Задачей изобретения является поэтому создание многофазной преобразовательной схемы, которая создавала бы как можно меньше высших гармоник по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока подключенной на стороне входа преобразовательной схемы электрической сети переменного напряжения и которая к тому же была бы выполнена просто и надежно. Эта задача решается посредством признаков пункта 1 формулы изобретения. В зависимых пунктах охарактеризованы предпочтительные усовершенствования изобретения.

Многофазная преобразовательная схема согласно изобретению включает в себя в целом p≥3 выходных фаз и предусмотренную на каждую фазу преобразовательную подсхему, причем каждая преобразовательная подсхема содержит выпрямительный блок, соединенный с выпрямительным блоком контур постоянного напряжения и соединенный с контуром постоянного напряжения инверторный блок. Далее первый выход переменного напряжения каждого инверторного блока образует фазный вывод. Вторые выходы переменного напряжения инверторных блоков включены звездой. Согласно изобретению предусмотрено в целом n трансформаторов, каждый с одной первичной обмоткой и m трехфазных вторичных обмоток, причем n≥1, a m≥3. Кроме того, предусмотрено в целом р комплектов вторичных обмоток, причем каждый комплект вторичных обмоток образован m/р трехфазных вторичных обмоток каждого трансформатора и каждый комплект соответствующих вторичных обмоток соединен с выпрямительным блоком соответственно одной преобразовательной подсхемы. Таким образом, каждый комплект вторичных обмоток придан только одной преобразовательной подсхеме или выпрямительному блоку только одной преобразовательной подсхемы, причем тогда все вторичные обмотки этого комплекта соединены с выпрямительным блоком соответствующей преобразовательной подсхемы. За счет того, что предусмотрено n≥2 трансформаторов, а каждый комплект вторичных обмоток образован m/р трехфазных вторичных обмоток каждого трансформатора и каждый комплект соответствующих вторичных обмоток соединен с выпрямительным блоком соответственно одной преобразовательной подсхемы, повышается эффективная пульсация преобразовательной схемы на первичной стороне трансформатора, т.е. на стороне, подключенной к преобразовательной схеме электрической сети переменного напряжения по отношению к пульсации выпрямительного блока. За счет повышенной пульсации возникают в основном лишь очень незначительные высшие гармоники ниже повышенной пульсации по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока подключенной на стороне входа преобразовательной схемы электрической сети переменного напряжения. В лучшем случае, т.е. в зависимости от эксплуатационного состояния, возникает, например, на первичной стороне трансформатора у преобразовательной схемы с выпрямительными блоками с 18 пульсациями р=3 фаз, а с n=3 трансформаторов возникает 54 пульсации по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока электрической сети переменного напряжения, так что возникают, в основном, лишь очень незначительные высшие гармоники меньше пятьдесят третьей высшей гармоники по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока электрической сети переменного напряжения. Электрическая сеть переменного напряжения, в частности слабая электрическая сеть переменного напряжения с высоким полным сопротивлением, не нагружается, тем самым, или нагружается лишь в малой степени.

Кроме того, преобразовательная схема согласно изобретению благодаря названным выше компонентам и их включению выполнена просто и надежно.

Эта и другие задачи, преимущества и признаки настоящего изобретения становятся очевидными из нижеследующего подробного описания предпочтительных вариантов его осуществления в сочетании с чертежами.

Краткое описание чертежей

На чертежах изображено:

- фиг.1: обычный вариант выполнения многофазной 18-пульсной преобразовательной схемы;

- фиг.2: первый вариант выполнения многофазной преобразовательной схемы;

- фиг.3: второй вариант выполнения многофазной преобразовательной схемы;

- фиг.4: первый вариант выполнения преобразовательной подсхемы многофазной преобразовательной схемы из фиг.1 или 2 с инверторным блоком в первом варианте выполнения;

- фиг.5: второй вариант выполнения инверторного блока преобразовательной подсхемы из фиг.4;

- фиг.6: частотный спектр напряжения на стороне входа обычной многофазной 12-пульсной преобразовательной схемы;

- фиг.7: частотный спектр тока на стороне входа обычной многофазной 12-пульсной преобразовательной схемы;

- фиг.8: частотный спектр напряжения на стороне входа преобразовательной схемы согласно фиг.2;

- фиг.9: частотный спектр тока на стороне входа преобразовательной схемы согласно фиг.2;

- фиг.10: третий вариант выполнения многофазной преобразовательной схемы.

Использованные на чертежах ссылочные позиции и их значения перечислены в перечне. В принципе на чертежах одинаковые детали обозначены одинаковыми ссылочными позициями. Описанные варианты выполнения являются примерами объекта изобретения и не обладают ограничивающим действием.

Пути реализации изобретения

На фиг.2 изображен первый вариант выполнения многофазной преобразовательной схемы. Преобразовательная схема на фиг.2 имеет р=3 фаз R, S, Т, причем в целом возможны р≥3 фаз R, S, Т. На фиг.2 преобразовательная схема включает в себя предусмотренную на каждую фазу R, S, Т преобразовательную подсхему 1, причем каждая преобразовательная подсхема 1 содержит выпрямительный блок 2, соединенный с выпрямительным блоком 2 контур 3 постоянного напряжения и соединенный с контуром 3 постоянного напряжения инверторный блок 4. Выпрямительный блок 2 на фиг.2 имеет пульсацию х=12, причем пульсация х обозначает число коммутирующих импульсов в течение длительности периода напряжения подключенной на стороне входа преобразовательной схемы электрической сети 11 переменного напряжения. Кроме того, первый выход 5 переменного напряжения каждого инверторного блока 4 образует фазный вывод 6. К тому же два выхода 12 переменного напряжения инверторных блоков 4 включены на фиг.2 звездой.

Согласно изобретению предусмотрено в целом n трансформаторов 7, каждый с одной первичной обмоткой 8 и m трехфазных вторичных обмоток 9, причем n≥2, a m≥3. На фиг.2 это n=2 трансформаторов, каждый с m=3 трехфазных вторичных обмоток 9. Кроме того, предусмотрено в целом р комплектов 10 вторичных обмоток, причем каждый комплект 10 вторичных обмоток образован m/р трехфазных вторичных обмоток 9 каждого трансформатора 7 и каждый комплект 10 соответствующих вторичных обмоток 9 соединен с выпрямительным блоком 2 соответственно одной преобразовательной подсхемы 1. Таким образом, как показано на фиг.2, каждый комплект 10 вторичных обмоток придан только одной преобразовательной подсхеме 1 или выпрямительному блоку 2 только одной преобразовательной подсхемы 1, причем тогда все вторичные обмотки 9 этого комплекта 10 соединены с выпрямительным блоком 2 соответствующей преобразовательной подсхемы 1. На фиг.2 при р=3 фазах R, S, Т предусмотрено также р=3 комплектов 10 вторичных обмоток, причем каждый комплект 10 вторичных обмоток образован соответственно одной трехфазной вторичной обмоткой 9 каждого трансформатора 7 и каждый комплект 10 содержит две вторичные обмотки 9.

За счет того, что предусмотрено в целом n≥2 трансформаторов 7, что каждый комплект 10 вторичных обмоток образован m/р трехфазных вторичных обмоток 9 каждого трансформатора 7 и каждый комплект 10 со всеми своими соответствующими вторичными обмотками 9 соединен с выпрямительным блоком 2 соответственно одной преобразовательной подсхемы 1, повышается эффективная пульсация преобразовательной схемы на первичной стороне 8 трансформатора 7, т.е. на стороне входа преобразовательной схемы, по отношению к пульсации выпрямительного блока 2. За счет повышенной пульсации возникают в основном лишь очень незначительные высшие гармоники ниже повышенной пульсации по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока подключенной на стороне входа преобразовательной схемы электрической сети 11 переменного напряжения. На фиг.6 изображен частотный спектр напряжения на стороне входа обычной многофазной преобразовательной схемы с пульсацией х=12 выпрямительного блока 2. Конструкция такой 12-пульсной преобразовательной схемы соответствует описанной выше известной преобразовательной схеме на фиг.1 с пульсацией х=18, причем в отличие от фиг.1 обычная 12-пульсная преобразовательная схема содержит выполненные 12-пульсными выпрямительные блоки, а единственный трансформатор 7 содержит тогда шесть трехфазных вторичных обмоток 9, причем каждые две из шести трехфазных вторичных обмоток 9 образуют комплект 10, так что в целом образованы три комплекта 10 вторичных обмоток. На фиг.7 изображен частотный спектр тока на стороне входа обычной многофазной преобразовательной схемы с пульсацией х=12 выпрямительного блока 2. Для лучшей наглядности названных выше преимуществ повышенной эффективной пульсации преобразовательной схемы согласно изобретению на фиг.8 изображен частотный спектр напряжения на стороне входа преобразовательной схемы согласно изобретению на фиг.2, а на фиг.9 - частотный спектр тока на стороне входа преобразовательной схемы согласно изобретению на фиг.2. В лучшем случае, т.е. в зависимости от эксплуатационного состояния, возникает, например, на первичной стороне трансформатора 7 у преобразовательной схемы с выпрямительными блоками 2 с пульсацией х=12 р=3 фаз R, S, Т, а с n=2 трансформаторов - 36 пульсаций (х·р=36) по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока электрической сети 11 переменного напряжения, так что возникают, в основном, лишь очень незначительные высшие гармоники меньше тридцать пятой высшей гармоники по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока электрической сети 11 переменного напряжения. Электрическая сеть 11 переменного напряжения, в частности слабая электрическая сеть переменного напряжения с высоким полным сопротивлением, не нагружается, тем самым, или нагружается лишь в малой степени.

На фиг.3 изображен второй вариант выполнения многофазной преобразовательной схемы. В отличие от первого варианта выполнения на фиг.2 соответствующий выпрямительный блок 2 на фиг.3 имеет пульсацию х=18. Далее в отличие от первого варианта выполнения на фиг.2 у второго варианта выполнения на фиг.3 предусмотрено n=3 трансформаторов, каждый с m=3 трехфазных вторичных обмоток 9. На фиг.3, кроме того, при р=3 фазах R, S, Т предусмотрено также р=3 комплектов 10 вторичных обмоток, причем каждый комплект 10 образован одной трехфазной вторичной обмоткой 9 каждого трансформатора 7 и каждый комплект 10 содержит три вторичные обмотки 9. У преобразовательной схемы во втором варианте выполнения на фиг.3 в лучшем случае, т.е. в зависимости от эксплуатационного состояния, возникает, например, на первичной стороне трансформатора 7 с выпрямительными блоками 2 с пульсацией х=18 р=3 фаз R, S, Т, а с n=3 трансформаторов - 54 пульсации (х·р=54) по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока электрической сети 11 переменного напряжения, так что возникают в основном лишь очень незначительные высшие гармоники меньше пятьдесят третьей высшей гармоники по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока электрической сети 11 переменного напряжения.

На фиг.10 изображен третий вариант выполнения многофазной преобразовательной схемы. В отличие от первого на фиг.2 и второго на фиг.3 вариантов выполнения соответствующий выпрямительный блок 2 на фиг.10 имеет пульсацию х=24. Далее у третьего варианта выполнения на фиг.10 предусмотрено n=2 трансформаторов, каждый с m=6 трехфазных вторичных обмоток 9. На фиг.10, кроме того, при р=3 фазах R, S, Т предусмотрено также р=3 комплектов 10 вторичных обмоток, причем каждый комплект 10 образован двумя трехфазными вторичными обмотками 9 каждого трансформатора 7 и каждый комплект 10 содержит четыре вторичные обмотки 9. У преобразовательной схемы во втором варианте выполнения на фиг.10 в лучшем случае, т.е. в зависимости от эксплуатационного состояния, возникает, например, на первичной стороне трансформатора 7 с выпрямительными блоками 2 с пульсацией х=24 р=3 фаз R, S, Т, а с n=2 трансформаторов - 72 пульсации (х·р=72) по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока электрической сети 11 переменного напряжения, так что возникают в основном лишь очень незначительные высшие гармоники меньше семьдесят первой высшей гармоники по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока электрической сети 11 переменного напряжения.

Преимущественно в целом и в вариантах выполнения преобразовательной схемы на фиг.2 и 3 трехфазные вторичные обмотки 9 комплекта 10 сдвинуты по фазе по отношению друг к другу. Предпочтительный фазовый сдвиг каждых двух вторичных обмоток 9 комплекта 10 составляет целочисленное кратное 60·p/n·m градусов. В первом варианте выполнения преобразовательной схемы на фиг.2 фазовый сдвиг каждых двух вторичных обмоток 9 комплекта 10 составляет целочисленное кратное 30 градусов. Во втором варианте выполнения преобразовательной схемы на фиг.3 фазовый сдвиг каждых двух вторичных обмоток 9 комплекта 10 составляет целочисленное кратное 20 градусов. В третьем варианте выполнения преобразовательной схемы на фиг.10 фазовый сдвиг каждых двух вторичных обмоток 9 комплекта 10 составляет целочисленное кратное 15 градусов. Эти фазовые сдвиги в лучшем случае, т.е. в зависимости от эксплуатационного состояния, создают на первичной стороне трансформатора 7 уже указанные с помощью фиг.2, 3, 10 пульсации.

Кроме того, в целом и в вариантах выполнения преобразовательной схемы на фиг.2, 3 и 10 трехфазные вторичные обмотки 9 трансформатора 7 сдвинуты по фазе по отношению друг к другу. Предпочтительный фазовый сдвиг каждых двух вторичных обмоток 9 трансформатора 7 составляет целочисленное кратное 60/n·m градусов или 360/х·р градусов, где х обозначает уже упомянутую пульсацию выпрямительного блока 2. Приведенные выше формулы фазового сдвига каждых двух вторичных обмоток 9 трансформатора 7 эквивалентны. В первом варианте выполнения преобразовательной схемы на фиг.2 фазовый сдвиг каждых двух вторичных обмоток 9 трансформатора 7 составляет целочисленное кратное 10 градусов. Во втором варианте выполнения преобразовательной схемы на фиг.3 фазовый сдвиг каждых двух вторичных обмоток 9 трансформатора 7 составляет целочисленное кратное 6 2/3 градусов. Кроме того, в третьем варианте выполнения преобразовательной схемы на фиг.10 фазовый сдвиг каждых двух вторичных обмоток 9 трансформатора 7 составляет целочисленное кратное 5 градусов. Этот фазовый сдвиг создает предпочтительно гашение на вторичной стороне высших гармоник по отношению к колебанию основной гармоники напряжения и тока подключенной на стороне входа преобразовательной схемы электрической сети переменного напряжения.

Далее в целом и в вариантах выполнения преобразовательной схемы на фиг.2, 3 и 10 первичные обмотки 8 трансформаторов 7 сдвинуты по фазе по отношению друг к другу. Предпочтительный фазовый сдвиг каждых двух первичных обмоток составляет целочисленное кратное 60/n градусов. В первом на фиг.2 и в третьем на фиг.10 вариантах выполнения преобразовательной схемы фазовый сдвиг каждых двух первичных обмоток 8 составляет целочисленное кратное 30 градусов. Во втором варианте выполнения преобразовательной схемы на фиг.3 фазовый сдвиг каждых двух первичных обмоток 8 составляет целочисленное кратное 20 градусов. За счет этого описанного выше фазового сдвига первичных обмоток 8 двух трансформаторов 7 возникает такое же конструктивное выполнение вторичных обмоток 9 трансформаторов 7, так что может быть упрощено изготовление и, тем самым, дополнительно сокращены издержки.

На фиг.4 изображен первый вариант выполнения преобразовательной подсхемы 1 многофазной преобразовательной схемы на фиг.1 или 2 с инверторным блоком 4 в первом варианте выполнения. Преобразовательная подсхема 1 включает в себя уже упомянутый контур 3 постоянного напряжения, который образован двумя последовательно включенными конденсаторами и содержит первый главный вывод 14, второй главный вывод 15 и образованный двумя соседними, соединенными между собой конденсаторами промежуточный вывод 16. Инверторный блок 4 содержит на фиг.4 две пары ветвей 13 для включения трех уровней коммутируемого напряжения, причем каждая пара ветвей 13 содержит первый S1, второй S2, третий S3 и четвертый S4 управляемые двунаправленные силовые полупроводниковые выключатели, а также пятый S5 и шестой S6 силовые полупроводниковые выключатели. Каждый управляемый двунаправленный силовой полупроводниковый выключатель S1, S2, S3, S4 образован, в частности, жестко включенным запираемым тиристором или биполярным транзистором с изолированным затвором и включенным встречно-параллельно запираемому тиристору или биполярному транзистору диодом. Возможно также выполнение упомянутого выше управляемого двунаправленного силового полупроводникового выключателя, например, в виде силового МОП-транзистора с дополнительно встречно-параллельно включенным диодом. На фиг.4 пятый S5 и шестой S6 силовые полупроводниковые выключатели представляют собой неуправляемые двунаправленные силовые полупроводниковые выключатели, каждый из которых образован диодом. В этом случае пятый и шестой силовые полупроводниковые выключатели образуют пассивный клеммный коммутирующий узел. На фиг.4 в каждой паре ветвей 13 первый S1, второй S2, третий S3 и четвертый S4 силовые полупроводниковые выключатели включены последовательно, первый силовой полупроводниковый выключатель S1 соединен с первым главным выводом 14, а четвертый силовой полупроводниковый выключатель S4 - со вторым главным выводом 15. Пятый S5 и шестой S6 силовые полупроводниковые выключатели включены последовательно, причем точка соединения пятого силового полупроводникового выключателя S5 с шестым силовым полупроводниковым выключателем S6 соединена с промежуточным выводом 16, пятый силовой полупроводниковый выключатель S5 с точкой соединения первого силового полупроводникового выключателя S1 соединен со вторым силовым полупроводниковым выключателем S2, а шестой силовой полупроводниковый выключатель S6 с точкой соединения третьего силового полупроводникового выключателя S3 соединен с четвертым силовым полупроводниковым выключателем S4. На фиг.5 изображен второй вариант выполнения инверторного блока 4 преобразовательной подсхемы 1 на фиг.4. В отличие от первого варианта выполнения инверторного блока 4 на фиг.4 во втором варианте выполнения инверторного блока 4 на фиг.5 пятый S5 и шестой S6 силовые полупроводниковые выключатели также представляют собой управляемые двунаправленные силовые полупроводниковые выключатели. Каждый управляемый двунаправленный силовой полупроводниковый выключатель S5, S6 образован, в частности, жестко включенным запираемым тиристором или биполярным транзистором с изолированным затвором и включенным встречно-параллельно запираемому тиристору или биполярному транзистору диодом. Возможно также выполнение упомянутого выше управляемого двунаправленного силового полупроводникового выключателя, например, в виде силового МОП-транзистора с дополнительно встречно-параллельно включенным диодом. На фиг.5 пятый S5 и шестой S6 силовые полупроводниковые выключатели образуют активный клеммный коммутирующий узел.

Преимущественно контур 3 постоянного напряжения на фиг.4 содержит согласованный с частотой высших гармоник резонансный контур 17. Резонансный контур 17 включает в себя индуктивность и включенную последовательно с ней емкость, причем резонансный контур 17 включен параллельно включенным последовательно конденсаторам контура 3 постоянного напряжения. Предпочтительно посредством резонансного контура 17 можно за счет соответствующего согласования отфильтровать, например, возникающую в постоянном напряжении контура 3 высшую гармонику низкого порядка по отношению к колебанию основной гармоники напряжения электрической сети 11 переменного напряжения, например вторую высшую гармонику.

Кроме того, на фиг.4 между выпрямительным блоком 2 и контуром 3 постоянного напряжения включена сглаживающая индуктивность 18. Эта сглаживающая индуктивность 18 служит предпочтительно для сглаживания постоянного тока промежуточного контура 3 постоянного напряжения.

Далее на фиг.4 между контуром 3 постоянного напряжения и инверторным блоком 4 включена преимущественно схема 19 ограничения нарастания тока, которая соединена, в частности, с первым 14 и вторым 15 главными выводами и с промежуточным выводом 16 контура 3 постоянного напряжения, причем тогда обе пары ветвей 13 соединены со схемой 19 ограничения нарастания тока. С помощью схемы 19 ограничения нарастания тока можно предпочтительно ограничить крутизну нарастания тока, возникающую во время коммутационных операций силовых полупроводниковых выключателей S1-S6 и лежащую выше максимально допустимого значения силовых полупроводниковых выключателей S1-S6.

Понятно, что преобразовательная подсхема 1 на фиг.4 с описанными выше компонентами 17, 18, 19 может быть выполнена также с инверторным блоком 4 во втором варианте выполнения на фиг.5.

В отличие от преобразовательной подсхемы 1 на фиг.4 возможно также, чтобы контур 3 постоянного напряжения был образован только одним конденсатором, причем контур 3 постоянного напряжения содержит тогда только первый 14 и второй 15 главные выводы, однако не содержит промежуточный вывод 16. Инверторный блок 4 содержит тогда две пары ветвей для включения трех уровней коммутируемого напряжения, причем пары ветвей соединены с первым 14 и вторым 15 главными выводами. Понятно, что такая преобразовательная подсхема 1 также может быть выполнена с изображенными на фиг.4 и описанными компонентами 17-19.

У преобразовательной схемы на фиг.3 каждому инверторному блоку 4 придан локальный регулировочный блок 20, причем управляемые силовые полупроводниковые выключатели S1-S6 инверторного блока 4 соединены с соответствующим локальным регулировочным блоком 20. Далее предусмотрен соединенный с каждым локальным регулировочным блоком 20 вышестоящий регулировочный блок 21. Преимущественно к вышестоящему регулировочному блоку 21 на фиг.3 на стороне входа подаются фактическое значение тока I_R,ist, I_S,ist, I_T,ist каждого фазного вывода 6, фактическое значение M_ist крутящего момента и фактическое значение Ф_ist магнитного потока соединяемой с фазными выводами 6 вращающейся электрической машины. Фактическое значение М_ist крутящего момента и фактическое значение Ф_ist магнитного потока наблюдается отдельным, на фиг.3 для наглядности не показанным наблюдателем из фактических значений тока I_R,ist, I_S,ist, I_T,ist и фактических значений напряжения фазных выводов. Далее к выходу вышестоящего регулировочного блока 21 приложено опорное значение U_ref напряжения, подаваемое на стороне входа к каждому локальному регулировочному блоку 20. Предпочтительно вышестоящий регулировочный блок 21 служит для наблюдения за параметрами электрической машины, такими как фактическое значение M_ist крутящего момента и фактическое значение Ф_ist магнитного потока. Вышестоящий регулировочный блок 21 служит для регулирования крутящего момента и системного управления всей преобразовательной схемой. Локальные регулировочные блоки 20 служат предпочтительно для регулирования потенциала средней точки контура 3 постоянного напряжения соответствующей преобразовательной подсхемы. Из опорного значения U_ref напряжения вырабатывают тогда соответствующие коммутационные сигналы для управления управляемыми силовыми полупроводниковыми выключателями S1-S6 соответствующего инверторного блока 4, так что приложенное к соответствующему фазному выводу 6 фазное напряжение в отрегулированном состоянии соответствует опорному значению U_ref напряжения. Эта разветвленная структура локальных регулировочных блоков 20 и вышестоящего регулировочного блока 21 уменьшает число необходимых соединений в пределах всей преобразовательной схемы и позволяет локально решать относящиеся к фазам задачи регулирования с помощью управляемых силовых полупроводниковых выключателей S1-S6.

Перечень ссылочных позиций:

1 - преобразовательная подсхема

2 - выпрямительный блок

3 - контур постоянного напряжения

4 - инверторный блок

5 - первый выход переменного напряжения

6 - фазный вывод

7 - трансформатор

8 - первичная обмотка

9 - вторичная обмотка

10 - комплект вторичных обмоток

11 - электрическая сеть переменного напряжения

12 - второй выход переменного напряжения

13 - пара ветвей

14 - первый главный вывод контура постоянного напряжения

15 - второй главный вывод контура постоянного напряжения

16 - промежуточный вывод контура постоянного напряжения

17 - резонансный контур

18 - сглаживающая индуктивность

19 - схема ограничения нарастания тока

20 - локальный регулировочный блок

21 - вышестоящий регулировочный блок