СПОСОБ СИНТЕЗА МНОГОЛУЧЕВОЙ САМОФОКУСИРУЮЩЕЙСЯ АДАПТИВНОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ПАРАМЕТРИЧЕСКОЙ МОДЕЛИ СИГНАЛОВ ИСТОЧНИКОВ ИЗЛУЧЕНИЯ

Изобретение относится к проектированию и синтезу многолучевых самофокусирующихся адаптивных антенных решеток (МЛ СФААР). Способ позволяет выполнить синтез МЛ СФААР, обеспечивающей максимизацию отношения сигнал/помеха+шум (ОСПШ) на выходе антенной решетки (АР) в условии взаимной корреляции сигналов источников излучения при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки (СПО).

Известен способ синтеза квазиоптимальной антенны [1], состоящий в том, что на основании исходных данных длины антенны, числа излучателей, шага между излучателями и заданного уровня боковых лепестков (УБЛ) определяют исходное амплитудное распределение поля по раскрыву антенны, затем рассчитывают исходную диаграмму направленности (ДН) и соответствующий ей коэффициент использования поверхности (КИП) антенного полотна с последующим проведением процедуры оптимизации амплитудного распределения антенны, при котором ДН, соответствующая найденному амплитудному распределению будет иметь УБЛ не больше заданного при максимальном значении КИП антенны. Недостатком известного способа синтеза квазиоптимальной антенны [1] состоит в том, что он не обеспечивает синтез квазиоптимальной антенны, которая реализует максимум ОСПШ на ее выходе при изменении параметров СПО.

Известен способ синтеза адаптивной антенной решетки (ААР) [2, с. 12-17, 80-87], выбранный в качестве прототипа, включающий задание исходных данных по количеству N антенных элементов (АЭ) ААР, их характеристикам X, положению в пространстве и типу диаграммообразующей схемы (ДОС) с последующим построением адаптивного процессора (АП) ААР, вычисляющего вектор весовых коэффициентов (ВВК) ДОС ААР , где - значение весового коэффициента на n-м входе ДОС, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе ААР при изменении параметров СПО. Применение ААР, синтезированных согласно способу-прототипу в средствах радиотехнического контроля (РТК), выявило техническую проблему, состоящую в низкой эффективности указанных ААР при их работе по излучениям РЭС, когда на входе ААР присутствуют коррелированные сигналы, например сигналы источников помех, коррелированные с сигналом контролируемой РЭС. Поэтому существенным недостатком наиболее близкого способа-прототипа [2, с. 12-17, 80-87] является относительно узкая область его возможного практического применения, существующая вследствие отсутствия учета взаимной корреляции принимаемых сигналов при выполнении синтеза ААР, а именно при выполнении синтеза адаптивного процессора ААР. Последнее приводит к росту величины ошибки в вычисленных значениях ВВК АП ААР при приеме взаимно коррелированных сигналов и, как следствие, к снижению эффективности подавления помех (снижению величины ОСПШ на выходе ААР), а также к снижению эффективности обнаружения сигнала контролируемой РЭС средством РТК.

Задачей, на решение которой направлено изобретение, является расширение области его практического применения и создание способа синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решеткой, использование которого позволит синтезировать МЛ СФААР, осуществляющих эффективное подавления коррелированных помех и, как следствие, повысить эффективность средств РТК при обнаружении сигналов контролируемой РЭС, когда на входе антенной решетки (АР) присутствуют сигналы источников помех, коррелированных с сигналом контролируемой РЭС.

Техническим результатом изобретения является повышение эффективности подавления сигналов источников помех, коррелированных с сигналом РЭС, контролируемой средством РТК.

Показателем эффективности подавления помех МЛ СФААР является коэффициент подавления K_P, определяемый формулой:

,

где λ₂₍₁₎ - ОСПШ на входе и выходе МЛ СФААР, вычисляемое в соответствии с формулой:

,

где , - мощности сигнала контролируемой РЭС, принимаемого МЛ СФААР и внутренних шумов ее приемных каналов; - мощность сигнала m-го источника помехового излучения на входе и выходе МЛ СФААР; М - число источников помехового излучения.

Поставленная задача решается, а требуемый технический результат достигается тем, что в известном способе-прототипе синтеза ААР, включающем задание исходных данных по количеству N АЭ, их характеристикам X, положению в пространстве и типу ДОС с последующим построением АП вычисляющего ВВК ДОС ААР , где - значение весового коэффициента на n-м входе ДОС, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе ААР при изменении параметров СПО, отличающийся тем, что построение АП для МЛ СФААР выполняется с использованием параметрической модели сигналов источников излучения (ИИ):

S=Ξ,

где - вектор сигналов ИИ; s_n - сигнал ИИ, регистрируемый n-м АЭ МЛ СФААР; Ξ=HB - матрица параметрической модели сигналов ИИ; - матрица векторов , устанавливающих фазовое распределение сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; - вектор комплексных амплитуд сигналов ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; Δϕ_m - значение межэлементного набега фазы сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; М - число сигналов ИИ; "j" - мнимая единица [3, с. 24], на основе критерия оптимальности, определяемого формулой:

,

где ε²(Λ, A) - величина невязки входного сигнала МЛ СФААР, определяемая формулой:

ε²=(S-HB)⁺A(S-HB),

где "+" - знак эрмитого сопряжения [3, с. 187]; А - эрмитовая матрица, при этом АП МЛ СФААР вычисляет по результатам фильтрации входного сигнала МЛ СФААР вектор параметров:

,

где "Т" - знак транспонирования [3, с. 179], с последующим вычислением ВВК ДОС МЛ СФААР I⁰ в соответствии с формулой:

,

где I₀ - регуляризирующий коэффициент МЛ СФААР; - вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го ИИ на АЭ МЛ СФААР; ; - диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ СФААР, определяющего ДН антенны в q-м направлении; r_0q - вектор фазового распределения токов на элементах МЛ СФААР, определяющий q-е направление главного луча ее ДН; Е - единичная матрица [3, с. 177]; "*" - знак комплексного сопряжения [3, с. 27].

Кроме того, требуемый технический результат достигается тем, что вектор Λ параметров АП МЛ СФААР вычисляется в соответствии с уравнениями нелинейной фильтрации в гауссовом приближении:

;

Λ(k, k-1)=g_ΛΛ(k-1);

,

где - вектор входного сигнала МЛ СФААР; Λ(k), Λ(k, k-1) - текущая и экстраполированная оценка вектора параметров АП МЛ СФААР; K^Λ(k) - матрица дисперсии ошибок фильтрации; ; ; g_Λ=diag(g₁₁, g₂₂, …, g_2M2M) - диагональная матрица, определяющая динамику изменения процесса Λ на апертуре МЛ СФААР; ; Ξ - матрица параметрической модели сигналов источников излучения; , - корреляционные матрицы шумов наблюдения и измерения.

Кроме того, требуемый технический результат достигается тем, что ДОС МЛ СФААР осуществляет формирование ДН в соответствии с формулой:

,

где ƒ_n(Х, u) - функция, определяющая форму ДН n-го АЭ МЛ СФААР; X - вектор заданных характеристик АЭ МЛ СФААР.

Синтез МЛ СФААР по заявленному способу включает задание исходных данных по количеству N АЭ МЛ СФААР, их характеристикам X, положению в пространстве и типу ДОС с последующим построением адаптивного процессора МЛ СФААР, вычисляющего вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, при этом новым является то, что построение адаптивного процессора МЛ СФААР выполняется с применением параметрической модели сигналов ИИ на основе критерия оптимальности, определяющего величину ошибки аппроксимации принимаемых сигналов ИИ указанной параметрической моделью, когда вектором управляемых параметров адаптивного процессора являются значения межэлементного набега фаз принятых сигналов ИИ и их комплексных амплитуд относительно опорного АЭ, с последующим вычислением вектора весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, используя вычисленное значение вектора управляемых параметров адаптивного процессора, обеспечивающего максимум ОСПШ на выходе МЛ СФААР.

Заявляемый способ синтеза МЛ СФААР поясняется чертежами, представленными на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3 и результатами, представленными на фиг. 4, фиг. 5.

На фиг. 1 представлена электрическая структурная схема МЛ СФААР, синтезированная в соответствии с заявленным способом.

На фиг. 2 представлена электрическая структурная схема АП синтезированной МЛ СФААР.

На фиг. 3 представлена электрическая структурная схема ДОС синтезированной МЛ СФААР.

На фиг. 4 представлен результат моделирования ДН по мощности линейной МЛ СФААР с изотропными АЭ, синтезированной по заявленному способу.

На фиг. 5 представлены результаты оценки величины коэффициента подавления помехового сигнала как функции коэффициента корреляции сигналов источников помехового излучения синтезированной МЛ СФААР.

Цифрами на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3 обозначены:

1 - блок приемного элемента МЛ СФААР;

2 - блок аналого-цифрового преобразования;

3 - блок диаграммообразующей схемы;

4 - блок адаптивного процессора МЛ СФААР;

5 - блок сигнального процессора МЛ СФААР;

6 - блок устройства управления МЛ СФААР.

7 - блок комплексного взвешивания сигналов;

8 - блок N-входового сумматора.

Синтез МЛ СФААР по заявленному способу состоит в том, что по имеющимся требованиям к коэффициенту направленного действия (КНД) МЛ СФААР G, уровню бокового излучения U_min рассчитывается число N АЭ, шаг d между соседними АЭ и амплитудное распределение МЛ СФААР на ее АЭ - I_n, , где I_n - амплитуда тока n-го АЭ, согласно формуле:

где m - параметр, определяющий ширину главного луча ДН МЛ СФААР; x_n - положение n-го АЭ МЛ СФААР относительно опорного, которому соответствует ДН F(I,X,u), формируемая ДОС МЛ СФААР, согласно формуле:

,

где ƒ_n(X,u) - функция, определяющая форму ДН n-го АЭ МЛ СФААР; X - вектор заданных характеристик АЭ МЛ СФААР; u=sin(θ) - обобщенная угловая координата; θ - угол, отсчитываемый от нормали к МЛ СФААР.

Далее выполняется построение адаптивного процессора МЛ СФААР вычисляющего вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе МЛ СФААР при изменении параметров СПО. Новым в заявляемом способе синтеза МЛ СФААР является то, что построение указанного АП выполняется с использованием параметрической модели:

где - вектор сигнала ИИ, принимаемый МЛ СФААР; s_n - сигнал ИИ, регистрируемый n-м АЭ МЛ СФААР; Ξ=HB - матрица параметрической модели сигнала ИИ; - матрица векторов , устанавливающих фазовое распределение сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; - вектор комплексных амплитуд сигналов ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; Δϕ_m - значение межэлементного набега фазы сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; М - число сигналов ИИ, на основе критерия оптимальности, определяемого формулой:

где ε²(Λ, A) - величина невязки сигнала ИИ, принимаемого МЛ СФААР, определяемая формулой:

где "+" - знак эрмитого сопряжения; А - эрмитовая матрица.

Использованием модели (2) для аппроксимации сигналов ИИ выполняется в рамках детерминированной модели тропосферного канала распространения, которая может быть принята к рассмотрению, когда время наблюдения сигналов ИИ удовлетворяет неравенству, определяемого формулой:

где T_H - время наблюдения сигналов ИИ; - время корреляций амплитудно-фазовых флуктуаций сигнала m-го ИИ, а интервал дискретизации входного сигнала АР условию:

где Δt - интервал дискретизации входного сигнала АР.

В этом случае дискретная модель сигнала, образованного М взаимно коррелированными сигналами ИИ и принимаемого МЛ СФААР запишется в виде [4, с. 365]:

где , , а , - множители, характеризующие диаграмму обратного вторичного излучения m-го ИИ в направлении n-го АЭ и фазовый набег на трассе распространения "m-й ИИ - n-й АЭ". Для системы уравнений, определяемой формулой (6), необходимо соблюдение неравенства .

Построение адаптивного процессора МЛ СФААР выполняется в 3 этапа.

Этап 1. Определяется вектор управляемых параметров (УП) АП МЛ СФААР:

,

где "Т" - знак транспонирования, являющегося векторным случайным процессом (с.п.), значения которого вычисляются на интервале адаптации МЛ СФААР согласно уравнениям, являющимся алгоритмами функционирования АП МЛ СФААР.

Этап 2. Выполняется построение уравнений вычисления вектора УП Λ, на основе нелинейной фильтрации входного сигнала МЛ СФААР в гауссовом приближении [5, с. 460].

Для этого:

а) выполняется аппроксимация плотности вероятности векторного с.п. Λ нормальным законом;

б) задается модель изменения вектора УП Λ АП МЛ СФААР в виде стохастического уравнения:

где Λ(k) - значение вектора УП АП МЛ СФААР в k-й момент времени; g_Λ=diag(g₁₁, g₂₂, …, g_2M2M) - диагональная матрица, определяющая динамику изменения процесса Λ на апертуре МЛ СФААР; - значение вектора дискретного белого гауссова шума (БГШ), с нулевым математическим ожиданием и корреляционной матрицей (КМ) в k-й момент времени.

в) задается уравнение наблюдения, определяющее входной сигнал МЛ СФААР в соответствии с формулой (7):

где - значение вектора входного сигнала МЛ СФААР в k-й момент времени; y_n(k) - значение входного сигнала МЛ СФААР, регистрируемое n-м АЭ в k-й момент времени; η^Y(k) - значение вектора дискретного БГШ с нулевым математическим ожиданием и корреляционной матрицей (КМ) в k-й момент времени.

г) выполняется линеаризация уравнения (9) относительно оптимального значения вектора УП АП МЛ СФААР с учетом модели (2):

где ; ; - экстраполированное значение вектора параметров АП МЛ СФААР.

Далее, на основании уравнения наблюдения (уравнения входного сигнала МЛ СФААР), определяемого формулой (10), когда плотность вероятности векторного с.п. Λ - гауссова, для структуры исполнительной части АП МЛ СФААР, определяемой формулой (8), используя методы нелинейной фильтрации, строятся уравнения вычисления векторного с.п. Λ в соответствии с критерием оптимальности (4), которые соответствуют следующим рекуррентным уравнениям:

где Λ(k), Λ(k, k-1) - текущая и экстраполированная оценка вектора фильтруемого процесса; K^Λ(k) - матрица дисперсии ошибок фильтрации; ; .

Этап 3. Выполняется построение уравнения вычисления вектора весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР. Вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ , где - значение весового коэффициента на n-м входе ДОС, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе МЛ СФААР, вычисляется по вычисленным значениям вектора УП АП МЛ СФААР в соответствии с формулой:

где I₀ - регуляризирующий коэффициент ААР; - вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го источника излучения на АЭ МЛ СФААР; Λ_m=exp(-jΔϕ_m); - диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ СФААР, определяющего величину КНД в q-м направлении; r_0q - вектор фазового распределения токов на элементах ААР, определяющий q-е направление главного луча ее ДН.

МЛ СФААР, синтезированная по заявляемому способу, представлена на фиг. 1. Она содержит N блоков 1 антенных элементов (АЭ) МЛ СФААР, N блоков 2 аналого-цифрового преобразования (АЦП), блок 3 диаграммообразующей схемы (ДОС) МЛ СФААР, блок 4 адаптивного процессора (АП) МЛ СФААР. При этом выходы N блоков 1 АЭ параллельно, через N блоков 2 АЦП, соединены с соответствующими входами первой группы входов бока 3 ДОС, а также с соответствующими входами блока 4 АП МЛ СФААР. Выходы блока 4 АП МЛ СФААР соединены с соответствующими входами второй группы входов блока 3 ДОС. Выход блока 3 ДОС является выходом МЛ СФААР. Блок 4 АП МЛ СФААР (фиг. 2) содержит блок 5 сигнального процессора (СП) МЛ СФААР и блок 6 устройство управления (УУ) МЛ СФААР. Группа входов блока 5 СП является группой входов блока 4 АП МЛ СФААР. Группа выходов блока 5 СП соединена с группой входов блока 6 УУ. Группа выходов блока 6 УУ является группой выходов блока 4 АП МЛ СФААР. Блок 3 ДОС МЛ СФААР (фиг. 3) содержит N блоков 7 комплексного взвешивания сигналов (КВС) и блок 8 N-входового сумматора. Первые входы блоков 7 КВС образуют первую группу входов блока 3 ДОС МЛ СФААР. Вторые входы блоков 7 КВС образуют вторую группу входов блока 3 ДОС МЛ СФААР. Выход каждого из N блоков 7 КВС соединен с соответствующим входом блока 8 N-входового сумматора. Выход блока 8 N-входового сумматора является выходом блока ДОС МЛ СФААР.

Блок 1 антенного элемента (АЭ) МЛ СФААР предназначен для приема (регистрации) сигналов ИИ, может быть выполнен, например, в виде печатной антенны [6, с. 268].

Блок 2 аналого-цифрового преобразования (АЦП) предназначен для преобразования принятого сигнала ИИ в цифровую форму, может быть выполнен, например, на базе субмодуля ADM214x10M [7].

Блок 3 диаграммообразующей схемы (ДОС) осуществляет формирование диаграммы направленности МЛ СФААР в соответствии с правилом:

,

где х₀ - цифровой комплексный сигнал на выходе блока ДОС; , , - пространственные отсчеты цифрового комплексного сигнала, поступающие на первую группу входов блока ДОС; , , - пространственные отсчеты цифрового комплексного сигнала, поступающие на вторую группу входов блока ДОС, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Блок 4 АП МЛ СФААР осуществляет вычисление значений межэлементного набега фазы сигналов ИИ, их комплексных амплитуд относительно опорного АЭ МЛ СФААР и вектора весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Блок 5 сигнального процессора (СП) МЛ СФААР предназначен для вычисления значений межэлементного набега фазы сигналов ИИ и их комплексных амплитуд относительно опорного АЭ МЛ СФААР в соответствии с разностными уравнениями:

;

;

,

где - вектор входного сигнала МЛ СФААР; Λ(k), Λ(k, k-1), - текущая и экстраполированная оценка вектора фильтруемого процесса; K^Λ(k) - матрица дисперсии ошибок фильтрации; ; , может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Блок 6 устройства управления (УУ) МЛ СФААР предназначен для вычисления ВВК ДОС МЛ СФААР в соответствии с формулой:

,

где I₀ - регуляризирующий коэффициент ААР; - вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го источника излучения на АЭ МЛ СФААР; Λ_m=exp(-jΔϕ_m); - диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ СФААР, определяющего величину КНД в q-м направлении; r_0q - вектор фазового распределения токов на элементах ААР, определяющий q-e направление главного луча ее ДН, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Блок 7 комплексного взвешивания сигналов (КВС) осуществляет умножение цифровых комплексных сигналов, поступающих на его соответствующие входы в соответствии с правилом:

,

где х₀ - цифровой комплексный сигнал на выходе блока КВС; х₁ - сигнал на первом входе блока КВС; х₂ - сигнал на втором входе блока КВС; "*" - знак комплексного сопряжения, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Блок 8 N-входовый сумматор осуществляет суммирования цифровых комплексных сигналов, поступающих на его входы в соответствии с правилом:

,

где х₀ - цифровой комплексный сигнал на выходе блока N-входового сумматора; x_n, , - пространственные отсчеты поступающего цифрового комплексного сигнала, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].

Функционирование МЛ СФААР, синтезированной по заявленному способу, поясняется чертежами, представленными на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3 и результатами, представленными на фиг. 4, фиг. 5.

В соответствии с набором амплитудно-фазовых распределений, задаваемыми векторами I_q, r_0q, , МЛ СФААР комплекса РТК формирует Q ДН требуемой формы в направлении Q контролируемых ИИ (контролируемых РЭС). При этом в зоне ответственности комплекса РТК находятся М источников помехового излучения, сигналы которых принимаются каждым из N блоков 1 АЭ МЛ СФААР, оцифровываются в соответствующих блоках 2 АЦП и поступают на соответствующие входы блока 5 СП, являющиеся входами блока 4 АП МЛ СФААР. В блоке 5 СП, в соответствии с формулами (11)-(13), вычисляется вектор Λ параметров АП МЛ СФААР. Результаты вычислений Λ передаются в блок 6 УУ. В блоке 6 УУ, в соответствии с формулой (14), по вычисленным значениям вектора Λ и заданным значениям векторов I_q, r_0q, , вычисляется I⁰ вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР. Вычисленные значения вектора I⁰ передаются на вторую группу входов блока 3 ДОС, образованную вторыми входами N блоков 7 КВС. Одновременно с этим на первую группу входов блока 3 ДОС, образованную первыми входами N блоков 7 КВС, поступают оцифрованные в соответствующих N блоках 2 АЦП значения входного сигнала, принятого соответствующими блоками 1 АЭ МЛ СФААР. Взвешенные I⁰ ВВК ДОС МЛ СФААР в N блоках 7 КВС сигналы, принятые N блоками 1 АЭ МЛ СФААР и оцифрованные в N блоках 2 АЦП, поступают на соответствующие входы блока 8 N-входового сумматора. В результате на выходе блока 8 N-входового сумматора, являющимся выходом блока 3 ДОС, а также выходом МЛ СФААР формируется ДН МЛ СФААР, имеющая Q главных лепестков (лучей), ориентированных в направления контролируемых ИИ (контролируемых РЭС) и М нулей, ориентированных в направления источников помехового излучения, сигналы которых коррелированы между собой.

На фиг. 4 представлен результат моделирования ДН по мощности линейной МЛ СФААР с изотропными элементами, синтезированной по заявленному способу, и подтверждающий подавление коррелированных сигналов источников помехового излучения. Моделирование проводилось для МЛ СФААР с числом АЭ, равным N=30, при шаге решетки, составляющем , где λ - длина волны излучения, когда контролируемые РЭС находились под углом θ₀₁=0°, θ₀₂=-20° [(Q=2) относительно нормали к АР, а источники помехового излучения - под углами θ₁=-57°, θ₂=-40°, θ₃=39°, θ₄=21° и θ₅=13° (М=3). Линией 1 показан результат формирования ДН МЛ СФААР без подавления сигналов источников помехового излучения, линией 2 - с подавлением, при , , где , - мощности помехового сигнала и сигнала контролируемой РЭС на входе МЛ СФААР, когда , где - мощность внутренних шумов приемных каналов МЛ СФААР, а коэффициент взаимной корреляции сигналов источников помехового излучения и сигналов контролируемых РЭС составлял r_k ~0,95.

На фиг. 5 представлены результаты оценки величины коэффициента подавления помехового сигнала K_P как функции коэффициента корреляции сигналов источников помехового излучения K_P=ƒ(r_k) для МЛ СФААР, синтезированной согласно способу-прототипу, - пунктирная линия (линия 1) и когда МЛ СФААР синтезирована согласно заявленному способу - непрерывная линия (линия 2). Результаты получены для значений , , где , - мощности помехового сигнала и сигнала контролируемой РЭС на входе МЛ СФААР, когда , где - мощность внутренних шумов приемных каналов МЛ СФААР.

Из представленных результатов следует, что применение заявленного способа синтеза МЛ СФААР позволяет синтезировать МЛ СФААР, осуществляющую прием сигналов, контролируемых РЭС с заданного направления и подавление сигналов источников помехового излучения с произвольных направлений, когда коэффициент их взаимной корреляции составляет r_k ~0,95.

Так при значении коэффициента взаимной корреляции помеховых сигналов с сигналом контролируемой РЭС, равном r_k ~0,95, когда их источники расположены на угловых расстояниях, превышающих ширину главного луча ДН МЛ СФААР, а , , МЛ СФААР, синтезированная по заявленному способу, обеспечивает повышение коэффициента K_p подавления помеховых сигналов на ~21%, что позволяет повысить эффективность средства РТК по показателю ОСПШ на выходе МЛ СФААР на ~38-62%.

Таким образом, выполнение синтеза АП МЛ СФААР с использованием параметрической модели сигналов ИИ, определяемой формулой (2), на основе критерия оптимальности, определяемого формулой (4), когда ВВК I₀ ДОС МЛ СФААР вычисляется согласно формуле (14), а вектора параметров АП МЛ СФААР согласно формулам (11)-(13), позволяет синтезировать МЛ СФААР, осуществляющую подавление коррелированных сигналов источников помехового излучения при контроле сигналов РЭС в заданном угловом направлении, т.е. достичь технического результата и решить указанную техническую проблему. В свою очередь синтез МЛ СФААР, осуществляющей подавление коррелированных сигналов источников помехового излучения, позволяет расширить область практического применения заявленного способа синтеза МЛ СФААР, т.е. решить поставленную задачу.

Источники информации

1. Патент РФ №2357338 С1, МПК H01Q 21/00.

2. Монзинго, Р.А. Адаптивные антенные решетки. Введение в теорию / Р.А. Монзинго, Т.У. Миллер. - М.: Радио и связь, 1986. - 448 с.

3. Анго, Андре. Математика для электро- и радиоинженеров / Андре Анго М.: Изд. Наука, 1965. - 780 с.

4. Марпл. - мл., С.Л. Цифровой спектральный анализ и его приложения / С.Л. Марпл.-мл. - М.: Мир, 1990. - 584.

5. Тихонов, В.И. Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем / В.И. Тихонов, В.Н. Харисов. - М.: Радио и связь, 1991. - 608 с.

6. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток / Под ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радиотехника. - 2003. - 631 с.

7. www.insys.ru, info@insys.ru. ЗАО "Инструментальные системы".

8. Остапенко, А.Г. Цифровые процессоры обработки сигналов: Справочник. / А.Г. Остапенко, С.И. Лавлинский, А.Б. Сушков и др., - М.: Радио и связь, 264 с. - 1994.