Результат интеллектуальной деятельности: МИКРОВОЛНОВЫЙ АНАЛОГОВЫЙ ФАЗОВРАЩАТЕЛЬ И СИСТЕМА, СОДЕРЖАЩАЯ ЕГО

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ

Настоящее изобретение относится к области микроволновых аналоговых устройств для сдвига фазы, в частности к микроволновому аналоговому фазовращателю, основанному на настраиваемых емкостях.

ПРЕДШЕСТВУЮЩИЙ УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Основными областями применения микроволновых аналоговых фазовращателей являются антенные решетки, например управление диаграммой направленности решетки и управление фокусировкой для радиолокационных и связных антенн, и их использование в качестве микроволновых зарядников беспроводной передачи энергии (WPT). Кроме того, микроволновые аналоговые фазовращатели могут быть использованы в качестве фазовых модуляторов для модуляции фазы входного радиочастотного (RF или РЧ) сигнала.

Общими требованиями для микроволновых аналоговых фазовращателей являются следующие: фазовый сдвиг 360°, низкие вносимые потери, низкие пульсации коэффициента передачи, компактные размеры, возможность интеграции на печатной плате (PCB), а также низкая стоимость.

Настраиваемые элементы, которые традиционно используются в микроволновых аналоговых фазовращателях, включают в себя полупроводниковые и диэлектрические варакторы и пьезоэлектрические конденсаторы. Самая общая конструкция аналоговых фазовращателей с настраиваемыми емкостями включает в себя 3-дБ гибридный мост (двухшлейфный направленный мост, гибридный кольцевой мост, мост Ланге и т.д.) с настраиваемой отражательной нагрузкой. Указанная настраиваемая отражательная нагрузка обычно содержит два настраиваемых конденсатора, которые настраиваются одновременно приложением изменяемого DC-напряжения. В результате возникают потери, которые вызваны внутренним резонансом в структуре отражательной нагрузки. Резонансные потери приводят к высокому ослаблению РЧ выходного сигнала и паразитной амплитудной модуляции. Такие явления ухудшают рабочие характеристики системы, т.е. снижают коэффициент усиления (при использовании в антенных решетках), искажают спектр сигнала (при использовании в фазовых модуляторах) и т.д.

Известен фазовращатель, раскрытый в US 7,969,359 B2. В указанном документе USʹ359 описан фазовращатель, содержащий гибридный мост с заземленным экраном, включающий в себя дифференциальные копланарные полосковые линии, размещенные одна над другой с использованием различных металлических слоев, так что связь возникает в вертикальной плоскости; и оконечные отражательные нагрузки, соединенные с гибридным мостом так, что когда гибридный мост соединяется с оконечными отражательными нагрузками, образуется фазовращатель, оконечные отражательные нагрузки включают в себя, каждая, параллельный LC-контур. Недостатками данного известного решения являются высокие резонансные потери, высокие пульсации и высокая чувствительность фазового отклика к изменениям напряжения.

Также известен фазовращатель, раскрытый в US 6,710,679 B2. Упомянутый документ USʹ679 раскрывает 360-градусный аналоговый диэлектический варакторный фазовращатель, включающий в себя 180-градусный аналоговый фазовращатель на гибридном кольцевом мосту и 180-градусный цифровой фазовращатель на коммутируемых линиях, упомянутый цифровой фазовращатель включает в себя первую и вторую микрополосковые линиии, соединенные друг с другом через конденсаторы. Одна из вышеуказанных микрополосковых линий служит в качестве 180-градусной фазосдвигающей линии, а другая микрополосковая линия служит в качестве опорной линии. Недостатками данного известного решения являются весьма громоздкая конструкция и высокие резонансные потери.

Таким образом, является желательным предоставить решение, имеющее упрощенную конструкцию, уменьшенные размеры при минимальных потерях, чтобы поддерживать те же самые амплитудные пульсации и диапазон фаз 360°.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Целью настоящего изобретения является снижение средних потерь в аналоговом фазовращателе и ослабление внутреннего резонанса отражательных нагрузок, чтобы снизить пульсации при передаче. Для достижения указанной цели должна быть решена проблема собственного резонанса отражательных нагрузок.

Для преодоления, по меньшей мере частично, недостатков уровня техники и решения вышеуказанной проблемы, в соответствии с одним аспектом изобретения, предложен микроволновый аналоговый фазовращатель, причем упомянутый фазовращатель содержит четырехполюсник (двухпортовую схему или схему с двумя входами) с радиочастотным входным портом и радиочастотным выходным портом, 3-дБ гибридный мост, сконфигурированный с возможностью электрического соединения входного порта и выходного порта с двумя нагрузочными портами, причем две идентичные настраиваемые отражательные нагрузки связаны с нагрузочными портами 3-дБ гибридного моста, при этом предусмотрены два независимых канала управления для независимой настройки настраиваемых отражательных нагрузок напряжением, прикладываемым к соответствующим DC-портам.

Гибридный мост реализован как микрополосковый или копланарный двухшлейфный направленный мост, причем две аналогичные отражательные нагрузки соединены с нагрузочными портами моста, при этом упомянутые нагрузочные порты связаны с входным портом моста. Каждая отражательная нагрузка состоит из двух аналогичных варакторных диодов (также упоминаемых как варакторы) с микрополосковой или копланарной линией передачи с заданной длиной и волновым сопротивлением между ними, как подробно описано ниже. Каждый варактор образует варакторный сегмент, включающий в себя указанный варактор и сегмент настроечной микрополосковой или копланарной линии, короткозамкнутой или разомкнутой на своем конце и соединенной с варактором. Каждый варактор имеет свой собственный управляющий DC-порт, соединенный с ним через DC-фильтр (фильтр постоянного тока). В случае, когда настроечные линии варактора являются разомкнутыми, DC-порт соединен с этими линиями, в то время как линия передачи между двумя варакторами является закороченной через другой DC-фильтр. В другом случае, когда настроечные линии закорочены, каждый варактор получает смещение посредством отдельного DC-порта, соединенного с линией передачи между двумя варакторами. В этом случае два DC-порта должны быть изолированы посредством дополнительной блокировочной емкости, введенной в зазор в линии. Иными словами, должен быть предусмотрен блокировочный конденсатор, соединенный последовательно с линией передачи. Два варактора настраиваются независимо для достижения наилучших рабочих характеристик с точки зрения потерь при передаче.

В одном из вариантов осуществления предложен фазовращатель, причем структура устройства так же самая, что и в предыдущем варианте осуществления, и дополнительно включает в себя корректирующий резистор, подключенный параллельно в точке, где один из варакторов соединен с линией передачи между варакторами. Дополнительно структура может включать в себя согласующий разомкнутый шлейф или линию, соединенную параллельно в точке, где другой варактор (ближайший к мосту) соединен с линией передачи между варакторами. Предпочтительно, корректирующий резистор соединен последовательно с другим блокировочным конденсатором. Два варактора настраиваются независимо для достижения наилучших рабочих характеристик с точки зрения потерь при передаче.

В другом аспекте изобретения предложена микроволновая излучающая система, включающая в себя микроволновый аналоговый фазовращатель согласно изобретению. В предпочтительном варианте осуществления вышеуказанной системы, фазовращатель интегрирован в передающую антенную решетку размерности 8×8, сконфигурированную с возможностью автофокусировки на приемнике.

Главным техническим результатом, достигаемым в настоящем изобретении, являются снижение и коррекция (выравнивание) потерь коэффициента передачи при использовании предложенного устройства. Вышеуказанный результат обеспечивает увеличение скорости передачи данных для систем связи, увеличение дальности действия для радиолокационных систем и повышение эффективности передачи энергии для систем WPT. Предложенный аналоговый фазовращатель имеет два независимых управляющих канала, причем каждая емкость отражательной нагрузки настраивается независимо. Следовательно, внутренний резонанс может быть ослаблен путем последовательного манипулирования обоими каналами с использованием программы управления, которая оптимизирована путем анализа фазы и потерь коэффициента передачи управляющих напряжений. Снижение потерь приводит к повышению эффективности предложенного устройства, а именно может быть обеспечена более высокая скорость передачи данных и большие рабочие дальности. Кроме того, сниженные пульсации не вызывают паразитной модуляции. Следовательно, при использовании изобретения обеспечивается повышение целостности сигнала.

Другие преимущества предложенного изобретения описываются и поясняются в нижеследующем подробном описании.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Настоящее изобретение будет пояснено более детально в нижеследующем описании со ссылками на приложенные чертежи, на которых:

Фиг. 1 показывает структурную схему фазовращателя согласно настоящему изобретению.

Фиг. 2 схематично показывает микрополосковую топологию фазовращателя согласно одному из предпочтительных вариантов осуществления настоящего изобретения.

Фиг. 3 показывает электрическую схему настраиваемой отражательной нагрузки с разомкнутыми линиями согласно одному предпочтительному варианту осуществления предложенного фазовращателя.

Фиг. 4 показывает электрическую схему настраиваемой отражательной нагрузки с закороченными линиями согласно другому предпочтительному варианту осуществления предложенного фазовращателя.

Фиг. 5 показывает электрическую схему настраиваемой отражательной нагрузки с закороченными линиями и с корректирующим резистором согласно еще одному предпочтительному варианту осуществления фазовращателя.

Фиг. 6 показывает двумерное представление амплитуды коэффициента отражения для примерной отражательной нагрузки в зависимости от C₁, C₂.

Фиг. 7 показывает амплитуду коэффициента отражения для примерной отражательной нагрузки в зависимости от двух управляющих напряжений, когда обе емкости настраиваются одновременно.

Фиг. 8 показывает амплитуду коэффициента отражения для примерной отражательной нагрузки в зависимости от двух управляющих напряжений, когда обе емкости настраиваются независимо с использованием оптимального пути настройки с корректирующим резистором и без него.

Фиг. 9 показывает измеренную амплитуду коэффициента передачи для прототипа полнодиапазонного фазовращателя в зависимости от частоты и управляющих напряжений.

ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Фиг. 1 показывает структурную схему фазовращателя согласно настоящему изобретению. Предложен микроволновый аналоговый фазовращатель 10, содержащий четырехполюсник с радиочастотным входным портом 1 и радиочастотным выходным портом 2, 3-дБ гибридный мост 3, сконфигурированный с возможностью электрического соединения входного порта 1 и выходного порта 2 с двумя нагрузочными портами, причем две идентично настраиваемые отражательные нагрузки 4, 5 связаны с нагрузочными портами 3-дБ гибридного моста 3, при этом два независимых управляющих канала 6, 7 предусмотрены для независимой настройки настраиваемых отражательных нагрузок 4, 5 напряжением, прикладываемым к соответствующим DC-портам 8, 9.

Каждая отражательная нагрузка в идеальном случае должна проявлять себя как идеальный отражатель, т.е. она должна иметь постоянную амплитуду коэффициента отражения, близкую к 1 (0 дБ), и фазу, изменяющуюся от 0 до 360 градусов или от 0 до -360 градусов. Для достижения таких рабочих параметров каждая отражательная нагрузка содержит по меньшей мере два настраиваемых конденсатора. Фаза коэффициента отражения может изменяться путем изменения емкости каждого конденсатора. К сожалению, каждый конденсатор (полупроводниковый, диэлектрический варактор и т.д.) на микроволновых частотах имеет некоторые паразитные потери. Следовательно, амплитуда коэффициента отражения также изменяется во время сдвига фазы. Эта паразитная амплитудная модуляция (пульсации) хорошо известна для простых отражательных структур и обуславливает резонансные потери при передаче в фазовращателе, когда отражательная нагрузка с двумя конденсаторами используется для реализации сдвига фазы в 360 градусов с использованием только одного управляющего напряжения, т.е. когда оба конденсатора настраиваются одновременно. Настоящее изобретение направлено на снижение средних потерь отражательной нагрузки и паразитных пульсаций путем модификации структуры отражательной нагрузки и реализации оптимального алгоритма для управления конденсаторами.

На фиг. 2 схематично показана микрополосковая топология фазовращателя согласно одному из предпочтительных вариантов осуществления настоящего изобретения. Представленный микрополосковый фазовращатель содержит входную микрополосковую линию 201, выходную микрополосковую линию 202 с волновым сопротивлением Z₀, двухшлейфовый 3-дБ гибридный направленный мост 203 с двумя нагрузочными портами 204, 205, сконфигурированными с возможностью соединения с идентичными отражательными нагрузками 4, 5. Волновое сопротивление равно Z₀ для всех портов 3-дБ гибридного моста. Далее, каждый нагрузочный порт 204, 205 моста 203 соединен с входом отражательной нагрузки с волновым сопротивлением Z₀. Таким образом, нагрузочные порты 204, 205 и входы отражательных нагрузок сформированы так, чтобы иметь единый участок микрополосковой линии. Каждая отражательная нагрузка 4, 5 дополнительно содержит один варактор 243, 244 с емкостью C_var2, соединенной параллельно входной микрополосковой линии. Этот варактор 243, 244 соединен с другим варактором 241, 242 с емкостью C_var1 через четвертьволновую микрополосковую линию, также упоминаемую как линия передачи 245, 246. Каждый варактор 241, 242 и 243, 244 содержит соответствующие настроечные микрополосковые разомкнутые линии 214, 215 и 212, 213, соединенные с ним последовательно с образованием настраиваемого варакторного сегмента. Эти линии используются для получения требуемого фазового сдвига посредством каждого варакторного сегмента. Обычно фазовый сдвиг 180 градусов требуется от каждого варакторного сегмента, и длины настроечных линий и волновые сопротивления выбираются на основе возможности настройки варакторов. Волновое сопротивление линий передачи 245, 246 обычно выбирается так, чтобы согласовать отражательную нагрузку с портами моста, т.е. чтобы достичь наименьших потерь и пульсаций. Фильтры 216, 217, 218, 219 постоянного тока (DC-filter) используются для обеспечения независимых управляющих каналов 6 и 7 варакторов посредством напряжения, прикладываемого к двум DC-портам 208, 209. В этом предпочтительном варианте осуществления фильтры реализованы как микроволновый полосовой заграждающий фильтр, настроенный на f₀, где f₀ является центральной частотой микроволнового рабочего диапазона частот. Должно быть понятно, что могут использоваться другие возможные фильтры, имеющие те же самые рабочие характеристики. Для обеспечения заземления по постоянному току (DC-ground) на других контактах варакторов закорачивающий четвертьволновый шлейф 220 используется для заземления моста 3 вместе с отражательными нагрузками 4 и 5.

Описанная структура может изготавливаться на стандартных микроволновых подложках, например подложках на тефлоновой основе или подложках из оксида алюминия, с использованием существующих технологий: травление печатных плат, вакуумное напыление, низкотемпературная совместно обжигаемая керамика и т.д. Микрополосковая топология может непосредственно интегрироваться в некоторую топологию микроволновой системы как ее часть или может быть реализована как отдельное устройство со своим собственным корпусом и разъемами (например, SMA-разъемами).

Представленная примерная топология содержит два отдельных DC-порта. В принципе, предложенное изобретение может предусматривать три различные структуры отражательной нагрузки, как подробно описано ниже.

На фиг. 3 схематично показана электрическая схема настраиваемой отражательной нагрузки с разомкнутыми линиями согласно одному предпочтительному варианту осуществления предложенного фазовращателя.

Настраиваемая отражательная нагрузка 304 в соответствии с вариантом осуществления согласно фиг. 3 содержит две аналогичные настраиваемые емкости C_var1,2 (например, варакторы 341, 343), разделенные четвертьволновой линией передачи 345 с волновым сопротивлением 2Z₀, где Z₀ является вышеупомянутым референсным (базовым или опорным) волновым сопротивлением. Каждый варактор 341, 343 имеет аналогичные настроечные разомкнутые линии 314, 312 с длиной и волновым сопротивлением, выбранными для обеспечения 180-градусного фазового сдвига от каждого варакторного сегмента. Этот выбор зависит от диапазона настройки (C_max и C_min) варактора и значения Z₀. Требуемая расчетная формула может быть получена из условия 180-градусного фазового сдвига:

(1)

где X_s - полная реактивность настроечной разомкнутой линии вместе с паразитной индуктивностью варактора. Длина настроечной разомкнутой линии обычно лежит между λ₀/4 и λ₀/2, где λ₀ - длина волны линии передачи на центральной частоте f₀.

Путем соединения двух DC-портов 308, 309 с настроечными разомкнутыми линиями 314, 312 через соответствующие фильтры 316, 318 постоянного тока может достигаться существенная развязка между DC-портами 308, 309. В этом случае линия передачи 345 должна быть заземлена через другой фильтр 320 постоянного тока, чтобы поддерживать опорный уровень DC-напряжения на контактах варакторов, соединенных с линией передачи 345. Вышеописанная электрическая схема отражательной нагрузки 304 согласно фиг. 3 соответствует схематичной топологии, проиллюстрированной на фиг. 2.

Фиг. 4 схематично показывает электрическую схему настраиваемой отражательной нагрузки с закороченными линиями согласно другому предпочтительному варианту осуществления предложенного фазовращателя.

Настраиваемая отражательная нагрузка 404 в соответствии с вариантом осуществления согласно фиг. 4 содержит те же самые микроволновые компоненты, что и в варианте осуществления согласно фиг. 3. Однако настроечные линии 412, 414 закорочены. Длина и волновое сопротивление настроечных закороченных линий 412, 414 определяют по формуле (1), где X_s является полной реактивностью настроечной закороченной линии вместе с паразитной индуктивностью варактора. В этом случае DC-напряжение должно прикладываться к варакторам 441, 443, соединенным с линией 445 передачи через соответствующие фильтры 418, 416 постоянного тока. Следовательно, чтобы гарантировать развязку DC-портов 408, 409, дополнительный DC блокировочный конденсатор 450 соединен последовательно с линией 445 передачи. Следует отметить, что реактивность блокировочного конденсатора 450 на частоте f₀ рабочего микроволнового диапазона по меньшей мере на порядок величины меньше, чем Z₀.

Фиг. 5 схематично показывает электрическую схему настраиваемой отражательной нагрузки с закороченными линиями и корректирующим параллельным резистором в соответствии с еще одним предпочтительным вариантом осуществления фазовращателя.

Электрическая схема отражательной нагрузки 504 в соответствии с вариантом осуществления согласно фиг. 5 содержит те же самые компоненты, что и в варианте осуществления согласно фиг. 4. Дополнительно, отражательная нагрузка 504 включает в себя резистор 555, имеющий сопротивление R_p, резистор 555 соединен параллельно с варактором 541. Кроме того, согласующий разомкнутый шлейф или линия 560 соединен(а) параллельно с варактором 543. Значение R_p выбирается для коррекции потерь отражения в соответствии с формулой:

(2)

где R_v - активное сопротивление варактора 541 на частоте микроволнового диапазона.

Корректирующий резистор 555 соединен последовательно с дополнительным DC блокировочным конденсатором 551. Следует отметить, что сопротивление блокировочного конденсатора 551 на частоте f₀ рабочего микроволнового диапазона по меньшей мере на порядок величины меньше, чем R_p. Разомкнутая линия 560 используется для дополнительной коррекции потерь при передаче путем регулировки полного сопротивления отражательной нагрузки. Длина и волновое сопротивление разомкнутой линии 560 выбираются из уравнения резонанса:

(3)

где X_p - реактивное сопротивление разомкнутой линии 560.

Таким образом, в любом из вышеописанных вариантов осуществления, каждая емкость может регулироваться независимо, в результате чего отражательная нагрузка может регулироваться более разносторонним образом, и настроенные емкости могут работать в менее напряженном режиме.

Со ссылкой на фиг. 6-8, преимущество предложенного изобретения состоит в том, что внутренний резонанс отражательной нагрузки 4, 5 может эффективно ослабляться за счет последовательного манипулирования обоими управляющими каналами 6, 7. Следует понимать, что коэффициент отражения отражательной нагрузки 4, 5 является двумерной функцией C_var1 и C_var2.

Пример такого двумерного представления в виде карты иллюстрируется на фиг. 6. Эта карта была построена при моделировании отражательной нагрузки 404 со следующими параметрами: Z₀=50 Ом, C_min=0,15 пФ, C_max=0,6 пФ, R_v=4 Ом при f₀=5,8 ГГц для цепи в соответствии с вариантом осуществления, проиллюстрированным на фиг. 4. Резонансная область 600 показана на карте наиболее темной областью.

Во время настройки емкости от максимального значения до минимального значения отражательная нагрузка 404 изменяет состояние от верхнего правого угла карты (точка 601) до нижнего левого угла (точка 602). Если все параметры выбраны в соответствии с приведенными выше формулами (1)-(3), полный фазовый сдвиг во время перемещения вдоль любого пути между этими двумя точками равен 360 градусов. Следует отметить, что каждый путь имеет свои собственные средние потери и пульсации. Идея состоит в том, чтобы выбрать путь с минимальными средними потерями и пульсациями, т.е. чтобы избегать резонансной области 600, где средние потери и пульсации максимальны.

Если используется известный алгоритм, т.е. как C_var1, так и C_var2 настраиваются одновременно, то цепь настраивается вдоль диагонального пути (пунктирная линия 603, направление настройки показано стрелкой). На фиг. 6 ясно показано, что цепь проходит при настройке через или вблизи резонансной области 600. С другой стороны, когда каждая емкость настраивается независимо, резонанс может быть обойден, например, нижним правым углом (точка 604), как изображено на фиг. 6 в качестве оптимального пути (пунктирные линии 605 и 606, направление настройки показано стрелкой).

Для некоторых других случаев путь настройки может быть сформирован как четверть окружности, проходящей через верхнюю правую точку 601 и нижнюю левую точку 602 и выше нижней правой точки 604 карты потерь (см. штрихпунктирную кривую 607 на фиг. 6).

Более конкретно, в качестве неограничивающего примера алгоритма управления может быть использован алгоритм, как описано ниже: C_var1 настраивается от C_max до C_min (соответствует линии 605, проходящей от точки 601 к точке 604), в то время как C_var2 поддерживается на C_max, и затем C_var2 настраивается от C_max до C_min, в то время как C_var1 поддерживается на C_min (соответствует линии 606, проходящей от точки 604 к точке 602). Другой путь заключается в том, чтобы выполнять фазовый сдвиг в соответствии, например, с линией 607 от 601 к 602 при одновременной настройке каждого из C_var1 и C_var2 независимо.

Понятно, что любое подходящее средство, известное в технике, может быть использовано для реализации вышеуказанного алгоритма. В качестве неограничивающего примера, такое средство включает в себя программный код, сохраненный на машиночитаемом носителе, причем указанный программный код включает в себя инструкции для реализации DC-управления варактором.

DC-управление варактором может быть реализовано с использованием, например, стандартного цифроаналогового преобразователя (DAC). В этом случае цифровой контроллер или другой микропроцессорный блок, используемый для управления фазовращателем, может быть сконфигурирован с возможностью отправления цифрового кода на вход DAC. DAC может быть дополнительно сконфигурирован с возможностью формирования выходного аналогового напряжения для приложения к DC-портам предложенного фазовращателя. Для большинства применений 8-битовый DAC на каждый DC управляющий канал достаточен для точного управления фазой.

Результаты моделирования для амплитуды коэффициента отражения как функции двух DC управляющих напряжений при одновременной настройке от C_max до C_min в соответствии с известным алгоритмом (путь 603, показанный на фиг. 6) иллюстрируются на фиг. 7 кривой 703. В частности, в начальный момент 701 времени, управляющие напряжения U_DC1, U_DC2, приложенные к управляющим DC-портам, являются минимальными, в то время как C_var1, C_var2 максимальны, и в конечный момент 702 времени: U_DC1, U_DC2=max, C_var1, C_var2=min.

Результаты моделирования для предложенного выше алгоритма управления представлены на фиг. 8 кривыми 803 и 830. В частности, в начальный момент 801 времени управляющие напряжения U_DC1, U_DC2 минимальны, в то время как C_var1, C_var2 максимальны, в промежуточный момент 804 времени (когда путь настройки, показанный на фиг. 6, изменяет направление от линии 605 к линии 606 в точке 604) U_DC1=max, U_DC2=min, C_var1=min, C_var2=max; и в конечный момент 802 времени: U_DC1, U_DC2=max, C_var1, C_var2=min.

Средние потери для случая без корректирующего резистора (см. кривую 803) улучшены на 0,7 дБ, и уровень пульсаций был снижен от 1,6 дБ до 0,6 дБ. Для случая с корректирующим резистором в соответствии с вариантом осуществления согласно фиг. 5 (см. кривую 830) средние потери улучшены на 0,35 дБ, и уровень пульсаций был снижен от 1,6 дБ до 0,1 дБ.

Таким образом, в настоящем изобретении потери при резонансе ослаблены за счет выбора оптимального алгоритма управления, в результате чего средние потери на отражение и пульсации передачи отражательной нагрузки уменьшаются.

Предложенный фазовращатель в соответствии с вариантом осуществления, показанный на фиг. 2, был протестирован при следующих условиях: подложка Rogers RO4003C, варакторные диоды MA-COM MA46H120, диапазон напряжения 1-12 DC, центральная частота 5,8 ГГц. Измерения выполнялись с использованием векторного анализатора цепей Agilent PNA-X. Фиг. 9 показывает измеренный коэффициент передачи фазовращателя в зависимости от частоты и управляющих напряжений. Потери при передаче меньше чем 2 дБ, для фазового диапазона 360°, величина пульсаций <0,7 дБ, геометрическая площадь фазовращателя составляет примерно 0,5×0,5 длины волны², добротность равна 211 град/дБ, указанные параметры являются существенно улучшенными по сравнению с соответствующими параметрами согласно уровню техники. Для сравнения, моделированные потери при передаче для решения согласно USʹ679 оцениваются как примерно 3-5 дБ, геометрическая площадь примерно равна 1×0,5 длины волны², и добротность оценивается как примерно 100-130 град/дБ при достаточно сложной конструкции.

В качестве неограничивающего примера, ниже приведено использование предложенного фазовращателя в микроволновой излучающей системе. Одним примером является система WPT, где предложенный фазовращатель встроен в передающую антенную решетку размерности 8×8 с возможностью автофокусировки на приемник. В этой системе способ генерации требуемого фазового распределения по апертуре решетки может быть реализован с использованием предложенного фазовращателя.

Другой примерной системой является приемник слежения за спутником, где предложенный фазовращатель используется для регулировки фазы во время слежения за спутником посредством автоматического управления четырехантенным интерферометром.

Как описано выше, предложенное изобретение имеет ряд положительных эффектов для радиоэлектронных систем, в частности обеспечение более высокого энергетического потенциала и более высокое качество сигнала. Следовательно, предложенное решение может быть с выгодой использовано в радиолокационных антенных решетках, антеннах базовых станций, спутниковых системах связи, радиочастотных интегральных схемах (RFIC) и т.д. Кроме того, можно проектировать микроволновые аналоговые фазовращатели на основе настраиваемых емкостей (с рабочими частотами до 100 ГГц) для использования в IoT-датчиках, Wi-Fi и мобильной связи, системах WPT большой дальности и т.д.

Должно быть понятно, что любая из вышеописанных примерных систем может включать в себя устройство хранения, представляющее собой память, такую как энергонезависимая и записываемая память или флэш-память. Устройство хранения может включать в себя другие типы запоминающих устройств, такие как магнитное запоминающее устройство или жесткий диск. Устройство хранения может быть памятью с однократной записью. Система может дополнительно содержать микропроцессор, сконфигурированный для исполнения программного кода для реализации вышеупомянутых алгоритмов и способов. Программный код или программное обеспечение может храниться в соответствующем подходящем устройстве хранения, таком как жесткий диск, дискета, память и т.д. Программное обеспечение может посылаться как сигнал проводным или беспроводным способом или с использованием сети передачи данных, например Интернета.

Наконец, должно быть понятно, что устройства, системы и способы, описанные выше, являются примерными вариантами осуществления, которые должны рассматриваться во всех отношениях как иллюстративные, но не ограничивающие.