Результат интеллектуальной деятельности: СПОСОБ ФОРМИРОВАНИЯ И ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ МОДИФИЦИРОВАННЫХ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ

Изобретение относится к области радиолокации и предназначено для формирования и обработки радиолокационных модифицированных фазоманипулированных (ФМ) сигналов в радиолокационных станциях.

Один из известных способов формирования ФМ-сигналов основан на использовании балансного модулятора (БМ), в котором вся длительность радиосигнала τ разбивается на ряд парциальных радиоимпульсов с длительностью τ₀, имеющих определенные фазовые сдвиги 2π/k, где k - номер элемента кода. При k>2 - манипуляция многофазная, а при k=2 - противофазная, т.к. возможны лишь фазовые сдвиги 0 и π. Кодировка чередования фаз часто производится в соответствии с кодом Баркера. Выражение для ФМ-сигнала со скачкообразным изменением фазы записывается следующим образом [1]:

где: n - размер кода или база сигнала (число импульсов последовательности),

k - номер элемента кода,

P_k - элемент кодовой последовательности, принимающий значения +1 или -1 и определяющий код модуляции фазы,

U(t) - огибающая ФМ-сигнала,

- прямоугольная огибающая элементарного импульса длительностью τ₀ ФМ-сигнала с длительностью τ.

Так как для формирования ФМ-сигналов используется БМ, то, в соответствии с кодом Баркера, переходные процессы сведены к минимуму при переключении фаз с 0 на π и наоборот. Следует отметить, что при таком способе формирования ФМ-сигналов в точках инверсии фазы несущей нарушается ее непрерывность, приводящая к нежелательному расширению эффективной ширины спектра сигнала [2]. Обычно, в связи с требованиями по электромагнитной совместимости (ЭМС), в передающем устройстве перед излучающим каскадом ставится полосовой фильтр, ограничивающий ширину спектра излучаемого сигнала. Наличие такого фильтра приводит к появлению провалов в области инверсии фазы (фиг. 1), ширина которых пропорциональна ширине полосы фильтра ЭМС. Это приводит к потере энергии излучаемого импульса. Потери возникают и в приемном модуле, где на входе установлен фильтр с более узкой (по сравнению с фильтром ЭМС) оптимальной полосой ΔF=1,37/τ₀, где τ₀ - длительность парциального импульса ФМ-сигнала. По результатам моделирования энергетические потери могут составлять величину порядка 1,5-2 дБ.

Одним из способов устранения указанных потерь является использование не скачкообразного, а плавного изменения фазы между парциальными импульсами [1]. Плавное изменение фазы на 180° достигается за счет изменения центральной частоты f₀ на величину F в малом интервале Δτ=ξτ (ξ<1), охватывающем область инверсии фазы. Выражение для комплексной огибающей ФМ-сигнала с плавным изменением фазы между импульсами можно представить следующим образом:

где: Ω=2πF, причем ΩΔτ=2πFτ₀ξ=π;

- параметр, характеризующий наличие плавного изменения фазы между парциальными импульсами.

С учетом изложенного этот способ формирования модифицированных ФМ-сигналов выберем в качестве прототипа. Недостатком прототипа, как показал его анализ в работе [1], является увеличение ширины главного лепестка и максимальных уровней первой пары боковых лепестков спектральной плотности сигнала. Кроме того, наблюдаются потери в отношении сигнал/шум, пропорциональные длительности Δτ области с плавным изменением фазы. Данные потери связаны с нарушением оптимальности при приеме модифицированного ФМ-сигнала с плавным изменением фазы. В приемном устройстве для уменьшения потерь, возникающих при дискретизации сигналов в аналого-цифровом преобразователе (АЦП), вызванных разным временным положением аналогового сигнала относительно моментов дискретизации, требуется набор дискретных фильтров, расставленных с некоторым временным шагом Δt, что приводит к увеличению аппаратурных затрат.

Переход к одноканальной схеме наряду с экономией вычислительных ресурсов влечет за собой потери в обнаружении информационного канала на фоне шума.

Выход из этого положения был найден [3] с помощью применения аналого-дискретного фильтра (АДФ) с передаточной характеристикой, определяемой формулой:

где: ω - частота;

Δt - шаг временной дискретизации;

S(ω) - комплексно-сопряженный спектр полезного сигнала;

N(ω) - спектральная плотность мощности шума.

Применение АДФ расширяет импульс сигнала до дискретизации, при этом отношение сигнал/шум уменьшается на некоторую величину. Как показало моделирование, при сжатии модифицированного ФМ-сигнала, применяемого в предлагаемом способе формирования и обработки радиолокационных модифицированных ФМ-сигналов, импульс получается более широкий, чем при сжатии ФМ-сигнала, например с плавным изменением фазы. Поэтому в предлагаемом способе не требуется использовать дополнительный аналоговый фильтр с характеристикой, описываемой формулой (3).

Техническим результатом предлагаемого изобретения является формирование модифицированного ФМ-сигнала, имеющего минимальные энергетические потери на передачу, и прием с сохранением одноканального дискретного фильтра с небольшими потерями.

Указанный технический результат достигается тем, что в известный способ, заключающийся в формировании, усилении и излучении ФМ-сигналов, последующем их приеме, фильтрации и обработке, введено при формировании деление ФМ-сигнала на три ФМ-импульса, сдвинутых по времени относительно друг друга, при этом два из них (второй и третий) предназначены для формирования узких импульсов, заполняющих провалы в местах инверсии фазы первого ФМ-импульса, для чего первый ФМ-импульс подают на первый сумматор, являющийся общим для трех ФМ-импульсов, с временем задержки t=τ/8, второй ФМ-импульс с поворотом фазы на -90° и третий ФМ-импульс с временем задержки t=τ/4 и с поворотом фазы на +90° суммируют на втором сумматоре, в результате чего на первом сумматоре возникают несколько коротких импульсов, заполняющих провалы в местах инверсии фазы первого (среднего по времени) ФМ-импульса, а принятый сигнал обрабатывают в оптимальном фильтре.

Для лучшего понимания предлагаемого способа формирования и обработки радиолокационных модифицированных ФМ-сигналов рассмотрим блок-схему его реализации, показанную на фиг. 2, где приняты следующие обозначения:

1 - передающий модуль;

2 - приемный модуль;

3 - балансный модулятор (БМ);

4 - фильтр ЭМС (Ф_эмс);

5 - формирователь модифицированного ФМ-сигнала;

6 - линия задержки на τ/8;

7 - первый сумматор;

8 - выходной каскад;

9 - делитель;

10 - фазовращатель на -90°;

11 - второй сумматор;

12 - линия задержки на τ/4;

13 - фазовращатель на +90°;

14 - фильтр (Ф₀);

15 - оптимальный фильтр;

16 - линия задержки на τ/8;

17 - первый сумматор;

18 - сжимающий фильтр (СФ);

19 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

20 - делитель;

21 - фазовращатель на -90°;

22 - второй сумматор;

23 - линия задержки на τ/4;

24 - фазовращатель на +90°;

25 - блок цифровой обработки.

Как видно из фиг. 2, в состав устройства входят передающий 1 и приемный 2 модули. Передающий модуль 1 состоит из последовательно соединенных БМ 3, Ф_эмс 4, формирователя 5 модифицированного ФМ-сигнала и выходного каскада 8 передающего модуля 1, выходом соединенного с антенной. Причем формирователь 5 модифицированного ФМ-сигнала состоит из делителя 9, вход которого подключен к выходу Ф_эмс 4, а первый выход - ко входу линии задержки 6 на τ/8, выход которой соединен с первым входом первого сумматора 7, выход которого соединен со входом выходного каскада 8 передающего модуля 1. Второй выход делителя 9 через фазовращатель 10 на -90° подключен к первому входу второго сумматора 11, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора 7. Третий выход делителя 9 через последовательно соединенные линию задержки 12 на τ/4 и фазовращатель 13 на +90° подключен ко второму входу второго сумматора 11.

Приемный модуль 2 состоит из последовательно соединенных Ф₀ 14 с оптимальной полосой F=1,37/τ₀, оптимального фильтра 15, СФ 18, АЦП 19 и блока цифровой обработки 25, причем вход Ф₀ 14 подключен к антенне. Оптимальный фильтр 15 содержит делитель 20, входом подключенный ко выходу Ф₀ 14, а первым выходом через линию задержки 16 на τ/8 - к первому входу первого сумматора 17 и далее - ко входу СФ 18. Второй выход делителя 20 через фазовращатель 21 на -90° соединен с первым входом второго сумматора 22, выходом подключенного ко второму входу первого сумматора 17. Третий выход делителя 20 соединен последовательно с линией задержки 23 на τ/4, фазовращателем 24 на +90°, вторым входом второго сумматора 22.

Принцип работы устройства, реализующего предлагаемый способ, следующий.

ФМ-сигнал длительностью τ, вышедший из БМ 3 передающего модуля 1, подается через Ф_эмс 4 на вход делителя 9 формирователя 5 модифицированного ФМ-сигнала, где делится на три элементарных импульса τ₀. Первый импульс с первого выхода делителя 9 через линию задержки 6 с временем задержки t=τ/8 подается на первый вход первого сумматора 7. Второй импульс со второго выхода делителя 9 с поворотом фазы в фазовращателе 10 на -90° поступает на первый вход второго сумматора 11. Третий импульс с третьего выхода делителя 9 через последовательно соединенные линию задержки 12 на τ/4 и фазовращатель 13 на +90° подается на второй вход второго сумматора 11.

В результате сложения второго импульса с третьим импульсом во втором сумматоре 11 возникает несколько узких импульсов, длительность которых пропорциональна ширине провалов, расположенных в местах инверсии фазы первого ФМ-импульса, показанных на фиг. 3. При подаче их на первый сумматор 7 они заполняют провалы в первом ФМ-импульсе и его общий вид становится таким, как показано на фиг. 4. С выхода первого сумматора 7 сформированный ФМ-сигнал поступает на выходной каскад 8 передающего модуля 1, где усиливается по мощности, и далее - через антенну излучается в пространство.

Принятый от антенны сигнал поступает на фильтр Ф₀ 14 приемного модуля 2 и далее - в оптимальный фильтр 15, согласованный с модифицированным ФМ-сигналом, по строению похожий на формирователь 5 модифицированного ФМ-сигнала, комплексно сопряженный с ним. Комплексное сопряжение обеспечивается отрицательным знаком сигнала, приходящего с выхода второго сумматора 22 на второй вход первого сумматора 17. С выхода первого сумматора 17 сигнал поступает на вход СФ 18, и далее через АЦП 19 - на вход блока цифровой обработки 25. Вид сигнала на выходе СФ 18 показан на фиг. 5.

На фиг. 6 показан сжатый ФМ-сигнал, не прошедший через оптимальный фильтр, согласованный с модифицированным ФМ-сигналом. Из их сравнения видно, что сигнал прошедший через оптимальный фильтр, более широкий, а, следовательно, имеет меньшие потери при дискретизации.

Анализ предлагаемого способа формирования и обработки радиолокационных модифицированных ФМ-сигналов показал его достоинства относительно прототипа. Благодаря отсутствию провалов отсутствуют энергетические потери, а благодаря наличию оптимального фильтра, согласованного с модифицированным ФМ-сигналом, отсутствуют потери, связанные с модификацией ФМ-импульса, в отличие от прототипа, где величина потерь связана с длительностью участка ФМ-импульса, на котором происходит плавное изменение фазы и отсутствует оптимальный фильтр при приеме такого модифицированного ФМ-сигнала. При дискретной обработке ФМ-сигнала в предлагаемом способе потери получаются минимальными поскольку сжатый ФМ-сигнал более широкий относительно ФМ-сигнала с плавным изменением фазы, поэтому при использовании способа-прототипа необходимо ставить фильтр для его расширения, чтобы избежать потерь.

Источники информации

1. Г.С. Нахмансон, А.В. Суслин «Корреляционные и спектральные характеристики радиолокационного фазоманипулированного сигнала с плавным изменением фазы», «Успехи современной радиоэлектроники» №4, 2012 г., стр. 7-11;

2. Ч. Кук, М. Бернфельд «Радиолокационные сигналы», «Советское радио», Москва, - 1971 г., стр. 262;

3. Патент РФ №2291463 «Способ аналого-дискретной обработки радиолокационных импульсных сигналов», опубликовано 10.01.2007, автор П.В. Михеев.